引言

隨著汽車啟停技術(shù)（引擎空閑時(shí)自動(dòng)關(guān)閉）應(yīng)用的日益廣泛，越來(lái)越多的汽車系統(tǒng)必須工作在低輸入電壓。熱啟動(dòng)（此時(shí)電池電壓可下降達(dá)6V）和冷啟動(dòng)（此時(shí)電池電壓可下降達(dá)3V）期間，會(huì)發(fā)生此類低輸入電壓。本文介紹可承受汽車全輸入電壓范圍（包括冷啟動(dòng)和拋負(fù)載條件）的中間電壓8V開(kāi)關(guān)電源。電源保證為常見(jiàn)子系統(tǒng)提供穩(wěn)定的8V電源，例如CD驅(qū)動(dòng)器、LCD，以及現(xiàn)代信息娛樂(lè)系統(tǒng)中的無(wú)線電模塊。為避免AM和FM波段干擾，開(kāi)關(guān)電源工作在2MHz固定頻率，成為無(wú)線電系統(tǒng)的理想方案。

低輸入電壓功能的重要性及EMI要求

圖1所示為要求不同架構(gòu)方案的常見(jiàn)汽車系統(tǒng)。

主電源為3.3V的系統(tǒng)中，具有低壓差的前端降壓轉(zhuǎn)換器就可以滿足要求（情形1）。此外，升壓轉(zhuǎn)換器可工作在3.3V，能夠調(diào)節(jié)到5V（例如用于CAN總線收發(fā)器）或其它更高電壓（情形2）。工作在5V或更高電壓軌的系統(tǒng)要求前端“預(yù)升壓”，以確保降壓轉(zhuǎn)換器的輸入電壓不會(huì)下降至規(guī)定電壓以下（情形3）。

圖1 汽車電源解決方案

低電磁輻射（EMI）也是對(duì)汽車電源的一項(xiàng)關(guān)鍵要求，尤其在敏感的AM波段。這里所介紹設(shè)計(jì)的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器工作在AM波段以上，即保證頻率高于1.71MHz（中波的上段），滿足這一要求，使開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器工作在高頻還可減小外部無(wú)源元件的尺寸和成本。

汽車開(kāi)關(guān)電源的關(guān)鍵設(shè)計(jì)參數(shù)

圖2所示為開(kāi)關(guān)電源原理圖。該電源包括4.5V至40V升壓控制器（IC1）和36V降壓控制器（IC2），以及實(shí)現(xiàn)正常工作的附加電路。兩片IC與外部2MHz方波邏輯信號(hào)同步，該信號(hào)由微控制器或?qū)Ｓ肐C提供。這種方法使得在為電源選擇最優(yōu)開(kāi)關(guān)頻率時(shí)具有很大靈活性。電池在正常工作期間，禁止IC1、IC2調(diào)節(jié)器將OUTB節(jié)點(diǎn)電壓穩(wěn)定在8V。電池電壓在冷啟動(dòng)期間下降時(shí)，使能IC1，將OUTA節(jié)點(diǎn)的電壓升高。這允許IC2將OUTB節(jié)點(diǎn)的電壓穩(wěn)定在8V。由于兩片IC的高可靠性，整個(gè)設(shè)計(jì)可承受高達(dá)40V的汽車拋負(fù)載。系統(tǒng)經(jīng)過(guò)配置并測(cè)試，其主輸出（OUTB）可提供20W功率（8V@2.5A），修改外部元件后甚至可提供更高輸出功率。（參見(jiàn)下文中關(guān)于IC1和IC2的最優(yōu)外部元件的討論。）

圖2 開(kāi)關(guān)電源原理圖中包括升壓控制器（IC1，MAX15005）和降壓控制器（IC2，MAX16952）

外部元件優(yōu)化IC2性能

輸出電壓和開(kāi)關(guān)頻率

為了在OUTB節(jié)點(diǎn)調(diào)節(jié)8V電壓，必須選擇正確的反饋電阻分壓器（由電阻R22和R21組成）。注意，IC2的數(shù)據(jù)資料建議低邊電阻小于100k?。為R22選擇51k?低邊電阻分壓器，必須根據(jù)式1選擇高邊電阻分壓器：

（式1）

式中，VFB = 1V （典型值）。

為R21選擇標(biāo)準(zhǔn)電阻值360k?，產(chǎn)生的典型輸出電壓值為：

（式2）

假設(shè)電阻容限為1%，整個(gè)開(kāi)關(guān)電源的最小和最大電壓值（OUTB）為：

（式3）

（式4）

式中，VFB（MIN）為0.985V，VFB（MAX）為1.015V。

根據(jù)數(shù)據(jù)資料建議，外部頻率必須高于IC內(nèi)部所選頻率的110%。由于我們將IC2的開(kāi)關(guān)頻率與外部2MHz信號(hào)同步，所以我們所選內(nèi)部振蕩器電阻R16必須將內(nèi)部開(kāi)關(guān)頻率設(shè)定在低于1.8MHz。出于這一原因，我們?yōu)镽16選擇30k?電阻。為使IC2以2MHz固定頻率開(kāi)關(guān)，必須避免壓差條件。該IC可避免壓差，直到關(guān)斷時(shí)間（tOFF）長(zhǎng)于100ns（典型值）。這意味著系統(tǒng)的最大占空比不得超過(guò)：

（式5）

考慮到降壓調(diào)節(jié)器IC2的效率（Eff）為90%，能夠確保2MHz固定頻率開(kāi)關(guān)的最小輸入電壓（OUTA）為：

（式6）

這意味著OUTA電壓不得低于11.11V門限。為保證OUTA電壓總是高于11.11V，電池電壓（IN節(jié)點(diǎn)）低于11.5V時(shí)，必須使能IC1。這樣就為電感L1和肖特基二極管D2上的壓降留出了大約390mV的裕量。

40V拋負(fù)載尖峰期間，OUTA電壓達(dá)到其高壓值，IC2必須將其輸出穩(wěn)定在8V。所以，拋負(fù)載尖峰期間，IC2的占空比應(yīng)為：

（式7）

器件的最小導(dǎo)通時(shí)間（tON）為80ns（典型值），使其能夠達(dá)到的最小占空比為：

（式8）

開(kāi)關(guān)頻率為2MHz。

最小0.16占空比確保在40V拋負(fù)載期間實(shí)現(xiàn)8V穩(wěn)壓。

電感和電流檢測(cè)

如果您通過(guò)使用大電感值減小電感尖峰電流，則可提高IC2的效率。然而，實(shí)現(xiàn)這點(diǎn)需要更大的印制電路板（PCB）面積，并使負(fù)載調(diào)整率變差。作為一種可接受的折衷，可選擇電感值使LIR（電感峰-峰電流與直流平均電流之比）等于或小于0.3。參考圖3考慮下式：

圖3 IC2 （MAX16952）的電感電流

（式9）

（式10）

（式11）

將這些公式合并，得到的公式可計(jì)算出L值：

（式12）

所以，常規(guī)條件下（OUTA = 12V）實(shí)現(xiàn)LIR因子等于或小于0.3的最小電感值為：

（式13）

L2采用標(biāo)準(zhǔn)電感2.2μH，得到的LIR因子為0.24，電感峰值電流為：

（式14）

當(dāng)R20檢測(cè)電阻上的電壓達(dá)到68mV（最小值）時(shí)，觸發(fā)限流。為電感容限保留一定裕量，使檢測(cè)電阻的壓降在電感電流達(dá)到峰值（IPEAK）時(shí)為限流門限的60%，從而確定檢測(cè)電阻大?。?/p>

（式15）

因此，為R20選擇標(biāo)準(zhǔn)電阻值15m?。

優(yōu)化IC1的外部元件

UVLO門限

為升壓轉(zhuǎn)換器IC1選擇外部元件的第一步是確定外部欠壓鎖定（UVLO）門限，通過(guò)選擇連接在主輸入IN引腳、ON/OFF引腳和地之間的電阻分壓器實(shí)現(xiàn)。對(duì)于該設(shè)計(jì)，我們?cè)谳斎腚妷旱陀?V時(shí)關(guān)斷器件;假設(shè)冷啟動(dòng)階段具有較高電壓。為R5選擇100k?電阻后，利用式16選擇R4電阻值：

（式16）

所以為R4選擇標(biāo)準(zhǔn)電阻值300k?。

過(guò)壓輸入（OVI）

如上文針對(duì)IC2的討論，我們必須保證OUTA節(jié)點(diǎn)的電壓不低于11.11V，以使降壓控制器不超出穩(wěn)壓范圍?？紤]到這一電壓門限，并為電感L1和二極管D2增加合理的壓降，IC1必須在IN電壓下降至11.5V以下時(shí)導(dǎo)通。然而，為優(yōu)化效率，電池電壓為正常值（IN = 12V）時(shí)，IC1不得工作。

為實(shí)現(xiàn)這一目的，利用連接在IN引腳、OVI引腳及地之間的電阻分壓器根據(jù)主電源值使能或禁用IC1。所以，當(dāng)OVI引腳上的電壓超過(guò)1.228V電壓門限時(shí)，禁用IC1;當(dāng)OVI引腳電壓下降至1.228V時(shí)，IC1導(dǎo)通，典型滯回為125mV。選擇低邊R2電阻分壓器等于20k?，考慮到IC1在輸入電壓上升至11.6V以上時(shí)應(yīng)關(guān)斷，必須根據(jù)式17選擇高邊R1電阻分壓器：

（式17）

采用標(biāo)準(zhǔn)170k? R1電阻，當(dāng)電源電壓上升至11.67V以上時(shí)，禁用IC1。這為額定12V IN電池電壓保留了330mV裕量。考慮到OVI比較器上的滯回，我們可估算使能IC1的主電源電壓降值：

（式18）

該結(jié)果證明滯回太大。我們必將將其降低，使主電源上的電壓降門限至少為11.5V，可通過(guò)在OVI引腳和SS引腳之間增加串聯(lián)電阻和肖特基二極管（R3和D1）實(shí)現(xiàn)。禁用IC1時(shí)，SS引腳內(nèi)部連接至地，將R3與R2并聯(lián)，有效減小滯回。R3使用180k?電阻，忽略二極管壓降，主電源上的新電壓降門限變?yōu)椋?/p>

（式19）

采用這一配置，有可能在輸入電壓上升和下降沿達(dá)到目標(biāo)門限。注意，如果可行，另一種替代方法為使用外部比較器，以監(jiān)測(cè)主電源并直接驅(qū)動(dòng)OVI輸入引腳。

輸出電壓

為維持2MHz固定開(kāi)關(guān)頻率，如IC1數(shù)據(jù)資料所述，所有應(yīng)用條件下都有必要考慮170ns的最小tON。最小tON造成最小占空比為34%（采用2MHz開(kāi)關(guān)頻率），這限制了IC可調(diào)節(jié)的最小輸出電壓。請(qǐng)參見(jiàn)圖4。為估算該電壓門限，必須考慮升壓調(diào)節(jié)器的占空比公式：

（式20）

輸入電壓（VIN）為最大值（本設(shè)計(jì)中為11.67V）且IC1工作時(shí)達(dá)到最小占空比。通過(guò)改寫式20，可估算出在此限制條件下的IC1的最小穩(wěn)壓輸出：

（式21）

圖4 IC1 （MAX15005）的電感電流

以上計(jì)算條件為最小占空比和最大輸入電壓，考慮肖特基二極管D2上的壓降為0.3V，并忽略NMOS N1上的壓降。所以，IC1必須將輸出電壓調(diào)節(jié)至17.38V以上，以確保所有工作條件下的開(kāi)關(guān)頻率均為2MHz。

通過(guò)為低邊反饋電阻分壓器R13選擇10k?電阻，可以計(jì)算出高邊反饋電阻分壓器R14：

（式22）

式中，VFB（MIN） = 1.215V。

最后，R14使用1%容限的137k?電阻，IC1調(diào)節(jié)的最小輸出電壓為：

（式23）

這確保IC1的開(kāi)關(guān)頻率總是固定為2MHz。

假設(shè)該設(shè)計(jì)的輸出功率等于20W （8V@2.5A），IC2的效率為90%，則IC1的輸出功率必須至少為22.3W。所以，考慮到17.53V調(diào)節(jié)輸出電壓，IC1的平均輸出電流為1.27A。利用IC1調(diào)節(jié)較高輸出電壓時(shí)，降低輸出電流，從而要求低成本D2肖特基二極管。然而，輸出電容C7必須能夠承受IC1本身調(diào)節(jié)的輸出電壓。

同步和最大占空比

為保證IC1開(kāi)關(guān)頻率的外部同步，頻率必須至少比設(shè)置的內(nèi)部振蕩器頻率高102%。為R6選擇7k?電阻，為C4選擇100pF電容，IC1的內(nèi)部振蕩器頻率大約為1MHz，允許外部同步頻率為2MHz。

SYNC輸入檢測(cè)到同步信號(hào)上升沿時(shí)，電容C4通過(guò)內(nèi)部1.33mA（典型值）電流源放電。當(dāng)該電容上的電壓（RTCT引腳）達(dá)到500mV時(shí)，電容C4通過(guò)連接至VREG5引腳的R6充電，直到檢測(cè)到下一同步信號(hào)上升沿。放電時(shí)間（TDISCHARGE）決定調(diào)節(jié)器的最小tOFF。如果該時(shí)間小于160ns（如本例中），最小tOFF箝位至160ns。實(shí)際上，假設(shè)充電時(shí)間（TCHARGE）為340ns （TP = 500ns），RTCT上的電壓增加：

（式24）

考慮到放電階段的凈放電電流為615μA1，RTCT引腳上所增加電壓的放電時(shí)間等于：

（式25）

160ns最小tOFF意味著最大占空比為68%。再次將升壓調(diào)節(jié)器占空比公式應(yīng)用到本例（式20），要求最大占空比（較低輸入電壓，本例中為5V），IC1將OUTA引腳上的最大電壓調(diào)節(jié)至：

（式26）

該電壓值保證IC2不工作在壓差條件。

電感選擇

升壓調(diào)節(jié)器的最小輸出電流約束電感值的選擇。為確保調(diào)節(jié)器IC1總是工作在連續(xù)模式，最小電感值為：

（式27）

該設(shè)計(jì)中，最差條件為VIN處于其最大值（11.67V）時(shí)，對(duì)應(yīng)占空比為37%。

當(dāng)8V節(jié)點(diǎn)的最小電流為1A，降壓轉(zhuǎn)換器IC2的效率為90%時(shí)，降壓調(diào)節(jié)器的最小輸出功率變?yōu)?.44W。該功率對(duì)應(yīng)于538mA最小輸出電流IOUTA（MIN），由升壓調(diào)節(jié)器源出。綜合考慮這些情況，解式27，最小電感值為1.32μH。對(duì)于本設(shè)計(jì)，為L(zhǎng)1選擇2.2μH電感。

電流檢測(cè)

當(dāng)檢測(cè)電阻上的電壓達(dá)到典型值305mV時(shí)，觸發(fā)IC1的限流。所以，為正確選擇該電阻，必須計(jì)算升壓電感中的峰值電流：

（式28）

輸入電壓為其最小值時(shí)，達(dá)到峰值。本例中為5V，最大占空比為68%。如在式26中的計(jì)算，升壓輸出電壓（OUTA引腳）為15.32V，要求1.46A的IOUTA電流，以為IC2提供必要功率。最差情況下，電感峰值電流為4.95A。為保留合適裕量，將檢測(cè)電阻設(shè)計(jì)為在電感電流達(dá)到峰值時(shí)的壓降為200mV。

（式29）

所以，為R10選擇40M?電阻。

實(shí)驗(yàn)室測(cè)試

冷啟動(dòng)測(cè)試

在實(shí)驗(yàn)室進(jìn)行了冷啟動(dòng)測(cè)試。強(qiáng)制主電源電壓（IN）在10ms內(nèi)從12V降至7V。如圖1所示，當(dāng)IN電壓下降時(shí)，IC1開(kāi)始將OUTA電壓升高至17.5V。這允許IC2將OUTB電壓調(diào)節(jié)至8V。另一方面，當(dāng)輸入電壓返回至其工作值時(shí)，IC1停止工作，OUTA電壓下降至IN電壓，二極管D2和電感L1上有小量壓降。每次測(cè)試時(shí)，OUTB引腳上的輸出負(fù)載為2.5A。

圖1

圖2

圖3

圖2和圖3所示分別為放大的冷啟動(dòng)電壓下降和上升階段。

分析頻域

借助于示波器的嵌入式FFT工具，將冷啟動(dòng)期間IC2的開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)LX_Buck引腳電壓的頻譜顯示于圖4 （IN電壓下降）和圖5 （IN電壓上升）。注意，頻譜包括2MHz頻率、相應(yīng)諧波，當(dāng)然還有直流分量。沒(méi)有低于2MHz的交流分量，從而防止AM波段的噪聲干擾。

對(duì)IC1的開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)LX_Boost執(zhí)行相同的過(guò)程。圖6和圖7中的測(cè)試結(jié)果顯示有2MHz頻率、諧波、直流分量，消除了AM波段噪聲。

圖4

圖5

圖6

圖7

可選的設(shè)計(jì)改進(jìn)

為優(yōu)化效率，正常應(yīng)用條件下，如果升壓調(diào)節(jié)器IC1不工作，設(shè)計(jì)者可旁路肖特基二極管D2。主電源為正常值時(shí)，將一個(gè)n溝道MOSFET與D2并聯(lián)，可以實(shí)現(xiàn)這一目的。為降低電磁干擾（EMI），減緩MOSFET柵極上的電壓沿并增加外部電阻（R8、R17、R18和R19）。這樣將增加功耗。為濾除IC1電流檢測(cè)波形中的尖峰脈沖，增加一個(gè)小RC濾波器（C6和R9）將非常有用。通過(guò)向R7電阻增加失調(diào)，也可降低IC1的限流門限。這將降低檢測(cè)電阻R10上的功耗。