基于IC控制器FAN4810的500WPFC電源的設計

摘要：介紹了PFC控制器FAN4810的主要特性，同時給出了基于FAN4810的500W高性能PFC預調節器的設計程序與方法。

關鍵詞：FAN4810；PFC變換器；電路設計

0??????? 引言

將基于功率因數控制器的有源功率因數校正（PFC）預調節器應用于分布式電源系統的前端時，能使非線性負載呈現純電阻性，迫使橋式整流器的輸入電流正比于輸入電壓，并且與線路電壓保持同相位，因而線路功率因數幾乎達到1。有源PFC預調節器的DC輸出電壓必須高于AC線路電壓的峰值。對于270V的AC最高輸入線路電壓，PFC升壓變換器的DC輸出穩定電壓通常是385V或400V。基于美國飛兆半導體公司功率因數控制器FAN4810的PFC升壓變換器，有著寬輸入電壓范圍和寬輸出功率電平，符合IEC1000-3-2規范和UL1950標準，具有超快速PFC響應。本文簡要介紹了PFC控制器FAN4810的主要特點，給出了完整的應用電路，重點介紹了利用FAN4810控制器的500WPFC預變換器設計。

1??? FAN4810的基本結構及主要特點

??? FAN4810采用16引腳DIP和16引腳SOIC封裝，芯片電路組成框圖如圖1所示。

圖1??? FAN4810芯片電路組成框圖

??? FAN4810是一種平均電流、連續升壓前沿PFC控制器，其主要特點如下：

??? 1）含有Tri-faultDetect^TM功能，符合UL1950安全標準。萬一反饋通路失效，反饋腳V_FB上電壓太高、太低或開路，三故障（Tri-fault）檢測電路將終止PFC驅動；

??? 2）壓擺率增強的跨導電流誤差放大器（IEA），提供超快速PFC響應；

??? 3）內置增益調制器，并且有3個輸入，即AC線路電流參考輸入I_AC、AC線路電壓檢測輸入V_RMS和PFC輸出電壓反饋誤差放大器（VEA）輸出V_EAO，這種3輸入增益調制器，對PFC起核心控制作用；

??? 4）帶有輸出過電壓保護（OVP）、輸入電壓過低（brown-out）保護、V_CC欠壓鎖定（UVLO）、峰值電流限制和軟啟動功能；

??? 5）帶開/關PWM時鐘輸入（腳CLKSD）和同步時鐘輸出（腳CLKOUT）；

??? 6）V_CC啟動門限為13V，關閉門限是10.8V，啟動電流約200μA，在V_CC=15V下的工作電流約5.5mA；

??? 7）柵極驅動電流容量達±1A。

2??? 應用電路與設計

2.1??? 應用電路及操作

??? 圖2示出了由FAN4810組成的一個500W有源PFC升壓變換器電路。

圖2??? 基于FAN4810的500WPFC預變換器電路

??? 在接通AC線路電源后，當電容C₁₅通過R₁₃和R₁₄被充電到13V時，FAN4810啟動。啟動時，在PFC開關Q₁導通之前，為保證PFC操作，通過二極管D₂的電流迅速對C₅充電到AC線路電壓峰值。當Q₁關斷時，C₅上電壓經L₁升壓至400V。升壓電感器L₁的輔助繞組及D₃，D₄，C₁₂，C₁₆和R₁₀，C₁₅組成的全波整流濾波電路，為FAN4810腳V_CC提供15V的DC工作電壓。Q₄，R₁₆和C₂₀等組成軟啟動電路，FAN4810誤差放大器輸出V_EAO被迫跟隨Q₄對C₂₀充電。當C₂₀被充電至VREF（7.5V）時，Q₄截止。

2.2??? 設計程序與方法

2.2.1??? PFC升壓變換器基本參數

??? 圖2所示的PFC升壓變換器電路主要參數為：

??? 輸出功率??? P_o=500W；

??? 最低AC線路電壓??? V_MIN=80V；

??? 最高AC線路電壓??? V_MAX=264V；

??? DC輸出電壓??? V_o=400V（正常值），最小值V_o(MIN)=300V；

??? 變換效率??? η=0.93；

??? 開關頻率??? f_s=100kHz；

??? 總電流諧波失真??? THD=5％。

2.2.2??? 主要電路和元件參數選取

??? 根據PFC變換器的技術條件和FAN4810的電氣特性，可以確定主要元件的選取。

2.2.2.1??? 升壓電感器L₁電感值的確定

??? PFC變換器在連續導通模式（CCM）下工作，最大峰值AC線路電流I_IN（PK）為

??? I_IN(PK)===9.5A

??? 高頻電流峰—峰值ΔI可按I_IN(PK)的20％來處理，即ΔI=9.5A×20％=1.9A。通過L₁的最大電流為

??? I_L(MAX)=I_IN(PK)＋ΔI/2=9.5A＋1.9A/2=10.45A

??? 開關占空因數D為

??? D==0.717

??? L₁的電感值可由式（1）確定。

??? L=??? （1）

??? 將相關數據代入式（1）得到L=426μH，可選擇420μH（電流容量為10A）。

2.2.2.2??? 輸出電容C₅的選擇

??? 支持（hold-up）時間t_HLD是確定C₅容值的主要依據。t_HLD是在AC電源中斷之后，變換器輸出仍然在規定范圍的保持時間。其間，C₅中儲存的能量J=P_ot_HLD，同時還可表示為J=〔CV_o²－C〕，由此可得

??? C=（2）

??? 可選取t_HLD=20ms，同時將P_o=500W，V_o=400V和V_o(MIN)=300V代入式（2），得C=285.7μF，可選擇330μF/450V的高壓鋁電解電容器。

2.2.2.3??? 振蕩器定時元件R₆和C₁₈的選擇

??? FAN4810腳7外部電阻R₆和電容C₁₈共同設置振蕩器頻率f_s。

??? f_s=（3）

??? 由于f_s=100kHz，若選擇C₁₈=470pF，R₆的阻值為41.75kΩ，可選取41.2kΩ。

2.2.2.4??? 增益調制器輸入電路元件的選擇

??? 增益調制器在腳2（I_AC）上的輸入電流由電阻R₁(R_1A＋R_1B)來編程。R₁可利用式（4）確定。

??? R₁≤（4）

式中：G_MAX=2，是增益調制器最大增益；

????? R_MO=3.6kΩ，是增益調制器輸出電阻；

????? V_GMO(MAX)=0.75V，是增益乘法器最大輸出電壓。

又V_MIN=80V，據此可得R₁=1.06MΩ，可采用兩只453kΩ的電阻串聯而成，功耗均為（1/8）W。

??? R₂(R_2A＋R_2B)和R₃與R₄組成電阻分壓器，同時R₂，R₃，R₄和C₃，C₂組成兩級低通濾波器。為使增益調制器在低AC線路電壓V_MIN下有一個最大增益，電阻分壓比必須給出一個1.1V的平均DC電壓施加到FAN4810的腳4（V_RMS）。平均線路電壓V_AV為

??? V_AV=V_MIN=×80=72.1V

??? 通常R₂＋R₃取1MΩ左右。若取R₂(R_2A＋R_2B)=R₁=2×453kΩ=906kΩ，則R₃的數值可選取100kΩ。

??? 由于FAN4810腳4上的電壓是1.1V，通過R₂和R₃的電流為

??? I_(R2＋R3)===70.5μA

??? 這一電流絕大部分通過R₄，因而R₄近似為

??? R₄==15.67kΩ

??? 可選取R₄=15.8kΩ。

??? 濾波電容C₃和C₂分別由式（5）和式（6）確定。

??? C₃=（5）

??? C₂=（6）

式中：f₁=15Hz和f₂=23Hz分別是兩級濾波器的極點頻率。

??? 將相關數據代入式（5）和式（6），根據計算結果，C₃可選擇0.1μF/50V、C₂選擇0.47μF/16V的標準電容器。

2.2.2.??? 電流感測電阻R₅的選擇

??? FAN4810腳3通過R₁₇和C₁₉組成的濾波電路連接電流感測電阻R₅(R_5A＋R_5B)。濾波電路用作濾除啟動時浪涌電流引起的浪涌電壓，以保護腳3（ISENSE）。R₅上的電壓降不應超過IC中增益調制器最大輸出增益V_GMO(MAX)，即

??? R₅≤V_GMO(MAX)/I_L(MAX)（7）

式中：V_GMO(MAX)=0.75V，I_L(MAX)=10.45A。

??? 因此，R₅≤0.072Ω，可選擇0.05Ω，用兩只0.025Ω(3W)的電阻串聯在一起。

2.2.2.6??? 電流誤差放大器補償網絡元件的選擇

??? FAN4810腳1（IEAO）與腳14（V_REF）之間連接的R₁₂，C₆和C₇，組成電流誤差放大器補償網絡。

??? FAN4810含有一個電流控制環路和一個電壓控制環路。在跨越頻率f_c(c1)上電流環路的開環增益G_PWM(BOOST)為

??? G_PWM(BOOST)=（8）

式中：f_c(c1)=0.1f_s=10kHz；

????? V_RAMP=2.5V為振蕩器斜坡谷—峰值電壓；

????? V_o=400V，R_s=R₅=0.05Ω，L=420μH。

因此根據式（8）可得G_PWM(BOOST)=0.303。

??? 在跨越頻率上的電流誤差放大器增益為

??? G_c(c)==3.3

??? R₁₂可通過式（9）計算。

??? R₁₂=G_c(c)/G_(ca)（9）

式中：電流誤差放大器跨導G_(ca)=0.1mS（即0.1mA/V）。

因此R₁₂=3.3/0.1mS=33kΩ，實際選擇33.2kΩ。

??? 電容C₆和C₇容值分別利用式（10）和式（11）計算。

??? C₆=（10）

??? C₇=（11）

式中：f_c1(z)=0.2f_c(c1)=2kHz，f_c1(p)=10f_c(c1)=100kHz，

??? 分別是兩個補償網絡的零點和極點頻率。根據式（10）和式（11）計算C₆=2.39nF，C₇=47.9pF，實際選取C₆=2.2nF，C₇=47pF。

2.2.2.7??? 電壓誤差放大器補償網絡元件的選取

??? R₇(R_7A＋R_7B＋R_7C)和R₈組成的電阻分壓器，為電壓調整環路提供反饋信號，并施加到FAN4810的腳15（FB）。電壓誤差放大器輸出端（腳16）與地之間連接的R₁₁，C₈和R₇，組成電壓環路的補償網絡。

??? 電壓誤差放大器的同相輸入端，在內部連接2.5V的參考電壓。推薦R₈=2.37kΩ，流過R₈的電流為

??? I_R8=V_REF/R₈=2.5V/2.37kΩ=1.055mA

??? R₇可利用式（12）計算。

??? R₇≈(V_BUS－V_REF)/IR8（12）

式中：V_BUS=400V，為DC總線電壓。

根據式（12）可得R₇=376.78kΩ，可選取381kΩ，用3只127kΩ的電阻（R_7A，R_7B和R_7C）相串聯。

??? 在電壓誤差放大器補償網絡中，電容C₉主要用于衰減二次諧波。C₉的容值可通過式（13）計算。

??? C₉=（13）

式中：f_in為AC輸入線路頻率(50/60Hz)；

????? Z_EA(SH)是在二次諧波頻率上的電壓誤差放大器阻抗。

??? 在PFC變換器輸出電容C₅（330μF）上的二次諧波電壓紋波經R₇和R₈組成的電阻分壓器和FAN4810的腳15（V_FB），反饋到電壓誤差放大器反相輸入端（同相輸入端為2.5V的參考電壓）。電壓誤差放大器的輸出電壓范圍從0.1V到6.7V，跨導g_va=0.065mS，結合DC輸出電壓分壓比R₈/(R₇＋R₈)，可以計算出在二次諧波頻率上誤差放大器增益G_EA(SH)=7.33。因此，可以計算出Z_EA(SH)=G_EA(SH)/0.065mS=112769Ω。將該數值和f_in=60Hz代入式（13）得到C₉=0.011μF，可選擇0.01μF/50V的標準電容器。

??? 飛兆（Fairchild）半導體公司建議FAN4810電壓控制環路的跨越頻率f_c(v1)=30Hz，零點頻率f_v1(z)=3Hz。不難計算在跨越頻率（30Hz）上電壓誤差放大器增益G_EA(FC)=36.7，于是補償網絡中電阻R₁₁的取值為

??? R₁₁=（14）

??? 將G_EA(FC)=36.7和g_va=0.065mS代入式（14）得到R₁₁=508.15kΩ，可選擇510kΩ的標準電阻。

??? 電容C₈可通過式（15）計算。

??? C₈=（15）

??? 將f_v1(z)=3Hz和R₁₁=510kΩ代入式（15），得到C₈=0.104μF，可選擇0.1μF的標準值。

2.2.2.8??? 功率開關Q₁和升壓二極管D1的選擇

??? Q₁和D₁的耐壓至少是500V，以能安全承受400V的DC升壓電壓。由于通過升壓電感器L₁的最大峰值電流I_L(MAX)=10.45A，故Q₁和D₁的峰值電流容量不能低于10.45A。推薦升壓二極管D₁選用ISL9R1560P2 ，Q₁選用FDH44N50，FQA28N50，FQA19N60等MOSFETs，或選用FGH40N6S2D，HGTG20N60A4D，FGK60N6S2 D等IGBTs。

3??? 實驗結果????

??? 對于圖2所示的PFC升壓變換器電路，按設計結果選擇元器件，焊接在PCB上經檢查無誤后，在AC輸入端串接上AC250V/8A的保險絲F1。為安全起見，可在輸出端（香蕉插頭J₃和J₄）接100W的負載，并接一塊DC電壓表。在輸入端（J₁和J₂）連接一個隔離可調的AC電源（通常為交流調壓器），使AC輸入電壓從零緩慢增加到90V時，PFC變換器輸出在5s之內應為DC（400±5）V。當斷開AC輸入時，輸出電壓應降至零。爾后，在PFC輸出端接500W負載。

??? 當負載從50W逐步增加到500W時，變換器效率和THD變化曲線如圖3所示。圖4為AC輸入電流波形，圖5為PFC變換器輸入電壓（經全波整流的AC線路電壓）和DC輸出電壓紋波波形。

圖3??? 效率、THD與輸出功率關系曲線

圖4??? AC線路輸入電流波形

圖5??? 輸入電壓及輸出電壓紋波波形

4??? 結語

??? 采用帶Tri-fault Detect^TM功能的連續模式平均電流型功率因數控制器FAN4810設計的500WPFC升壓變換器，工作穩定可靠，AC輸入電流諧波被控制在IEC61000-3-2標準限量之內，線路功率因數達0.99－0.995。