一種兩相ZVT—PWMDC/DC變換器的分析與設計

1引言

近幾年來，隨著軟開關技術在DC/DC變換器中的應用日趨成熟，變換器的工作頻率提高了，磁性元件以及電容的體積減小了，變換器的功率密度也隨之提高了。自80年代初美國VPEC(VirginiaPowerElectronicCenter)的李澤元教授提出了軟開關技術的概念后，軟開關技術在DC/DC變換器中的應用已分別經歷了諧振開關階段、準諧振階段以及軟開關PWM階段。其中前兩個階段共有的兩大缺陷是：

(1)諧振元件處于功率傳輸的主電路中，使得開關器件的電壓、電流應力增大；

(2)輸出電壓與開關頻率有關，必須采用調頻控制，因此不利于輸入、輸出濾波器的設計。

零過渡PWM技術出現后，受到人們廣泛的重視。零過渡PWM變換器的主要優點是：

(1)保留了PWM技術的優點，實現了恒頻控制；

(2)諧振元件與主開關并聯，不參與功率傳輸，因此使主開關的電壓、電流應力大大減小了；

(3)與以往的軟開關變換器相比，能實現零開關條件的電源電壓、負載變化范圍更寬。

文獻1提出的兩相ZVT(Zero?Voltage?Transition)PWMDC/DC變換器是多相技術與零電壓過渡PWM技術相結合的產物。由于使用了多相技術，減少了輸出電流的紋波，相對地增大了輸出功率。該電路的主開關是零電壓開通的，主續流二極管是零電流關斷的。

本文針對兩相ZVT?PWMBuck變換器拓撲結構的特點和工作原理，推導了電壓變換比、主開關零電壓開通條件等公式，并給出了輔助諧振電路元件參數選取的依據。仿真和實驗結果驗證了推導的正確性和參數設計的可行性。

2新型兩相ZVT?PWM變換器的拓撲結構及

工作原理

圖1所示為此變換器的拓撲結構。對這種Buck型兩相ZVT?PWM變換器而言，當一個主續流二極管導通時，輔助電路開始工作，為相應相的開關器件提供零電壓開通條件。為了使輔助電路有高的工作效率，當輔助電路開始工作時，某一相的有源開關應該處于導通狀態。換句話說，占空比D應大于0?5。否則，如圖1中所示的輔助電路處理的功率約為D>0?5時的兩倍，因而增大了輔助電路的損耗。因此，這種兩相ZVT?PWM變換器適用于需要電壓變換比高于0?5的場合。圖2所示為該電路在D>0?5時的主要波形。鑒于以上原因，以下主要對D>0?5時的工作原理以及電路特性做詳細的分析。

圖1兩相ZVT?PWMBuck變換器

D>0?5時，兩相ZVT?PWMBuck變換器的工作原理如下：t0時刻，主開關S1關斷，諧振電容C1以I01大小的電流放電，使諧振電容C1上的電壓線性下降。t1時刻，主續流二極管D1兩端電壓vD1降到0，D1開始續流。t2～t3階段，諧振電流線性上升階段。t2時刻，輔助開關Sr開通，諧振電流iLr流經Dr1，并以Vs/Lr的斜率增大。t3時刻，iLr開始大于I01，主續流二極管D1斷開，諧振電感Lr與諧振電容C1開始諧振。諧振電容C1兩端的電壓以正弦規律上升，直到上升到Vs，被主開關S1的反并聯二極管鉗位在Vs，為主開關S1創造零電壓開通的條件。t4～t5恒流階段，由于諧振電感Lr兩端的電壓被主開關S1的反并聯二極管鉗位為零，因此諧振電感Lr中的電流保持恒定。在此階段中的任意時刻開通主開關即為零電壓開通。但在輔助開關關斷且諧振電感電流下降到I01之前，主開關中并沒有電流流過。t5時刻，輔助開關關斷，輔助回路續流二極管Dr導通，諧振電感電流開始下降，直到下降到負載電流I01時，主開關S1中才開始有電流流過。t6時刻，主開關S1的電流由零開始線性上升，諧振電感Lr中的電流繼續線性下降，直到t7時刻下降到零。在t7～t8階段，由主開關S1和S2同時為負載提供能量。

3電路主要特性

假設電路元件均為理想元件，且輸出濾波電感LO1、LO2足夠大，可近似看為恒流源。但在實際的電路中輸出電流難免有紋波，這樣IO就會有一部分電流被CO分流，因此設流過負載電阻RO的電流IRO=IO×p（03?1電壓變換比根據電感在穩態時的伏—秒平衡特性（VLdt=0），可推導出D>0?5時該變換器的電壓變換比M為：M=(1)

式中：F=fr/fs；

RO為負載電阻；Zr=，為諧振特征阻抗；

ta＊=ta·fr=ta/Tr。其中：fr=1/Tr=1/2π；

fs=1/Ts為開關頻率；

ta的含義如圖2中所示。

當D≤0?5時，電壓變換比可近似地用下式表示：(推導從略)(2)

式中：Taux為輔助開關的導通時間。

3?2主開關零電壓開通的條件

為了能使主開關在零電壓條件下開通，諧振電容的電壓需在主開關開通信號到來時上升到Vs，即輔助開關需提前主開關一定的時間導通，為主開關創造零電壓開通條件。TL≥Δt3＋Δt4=(3)

圖2D>0?5時的主要波形

式中：TL為輔助開關超前于主開關S1開通的時間，Δt3=t3－Δt2，Δt4=t4－t3(如圖2所示)。

將其歸一化，得（4）式中：為輔助開關提前于主開關開通時間的歸一化臨界值。

當D≤0?5時，使主開關零電壓開通的條件是TL≥(5)

將其歸一化，得(6)

4控制電路的實現

圖3為該變換器控制電路的原理圖。兩相ZVT?PWMBuck變換器兩個主開關的驅動信號相位相差180°，用兩路幅值相等、相位相反的三角波正好可以實現這種關系。圖3中的三角波發生器輸出兩路幅值相等相位相反的三角波1、2，它們分別與控制電壓U＊比較產生兩個主開關的控制信號，再將1、2路三角波與U＊＋ΔU(ΔU用來產生輔助開關控制信號中超前主開關的部分TL）比較，經單穩電路和與門產生輔助開關的控制信號。

5參數設計由于；，所以對于該變換器而言，一旦選定了Zr、F，也就確定了諧振參數Lr、Cr（C1）。

對于該變換器的設計應以使M的可調范圍盡可能地大；M的線性度盡可能地好；輔助開關的電流應力盡可能地小；開關器件的損耗盡可能地小為優化目標。

圖3控制電路原理圖

圖4F、Zr對D?M曲線的影響(a)隨F變化的D?M曲線(b)隨Zr變化的D?M曲線

圖5隨F變化的D—TLmin曲線

圖6根據仿真結果擬合成的Zr?F?總損耗曲面

圖7主開關C?E電壓(上)與諧振電感電流(下)波形

圖4所示為F、Zr對該變換器D?M曲線的影響(fs=35kHz)。其中圖4(a)所示的一族曲線是一族自上而下F由小變大的D?M曲線。可見，F越大，M的可調范圍越大。從這個角度考慮，F應適當地大。圖4(b)是一族自上而下Zr由小變大的D?M曲線。可見，Zr越大，M的可調范圍越大，同時Zr大于某個值后對M的線性度以及M的可調范圍的影響就不是很明顯了。同時從減小諧振電感電流峰值的角度出發，Zr也應適當地大。

圖5為自上而下F由小變大時的一族D?TLmin曲線。可以看出，F越大，為主開關提供零電壓開關條件所需輔助開關超前主開關S1開通的時間也就越短，這樣就允許占空比的可調范圍更大。

根據實驗樣機的設計指標，做一系列仿真。所得的數據用Matlab擬合成的總損耗曲面如圖6所示。

最后綜合考慮上述優化指標，選擇Zr=100,F=10(即Lr=45?5μH,Cr=4?55nF)為實驗樣機的諧振參數，將其工程化，得到實際的諧振參數為Lr=47μH,Cr=C1=C2=4.7nF。

6實驗結果

根據前面的設計，完成了硬件電路的制作和調試。實驗電路輸入電壓Vin=200V，工作頻率fs=35kHz，將按照式(3)計算出的TL最小值留有一定裕量后作為實驗樣機的TL，TL=1?8μs,實際輸出電壓Vout=159V,負載電流IRo=6?16A，輸出功率Pout≈980W,電路工作穩定。實驗電路的主要波形如圖7所示。

由圖7中可以看出，諧振電感電流約1μs左右上升到最大值，并保持了一段時間，這說明主開關是零電壓開通的，同時也說明根據推導出的主開關零電壓開通條件選取的TL是正確的。

7結語

本文介紹了一種更適合于大功率場合的新型兩相零過渡PWM變換器，推導了電壓變換比的解析表達式，推導了實現零電壓開關的條件，并設計了該變換器的控制電路，利用仿真合理地選擇電路參數后，通過實驗結果證明了推導的正確性和參數選擇的可行性。