本文較深入地討論了兩種常用模式的RCD Snubber電路：抑制電壓上升率模式與電壓鉗位模式，詳細(xì)分析了其各自的工作原理，給出了相應(yīng)的計算公式，最后通過實驗提出了電路的優(yōu)化設(shè)計方法。

　　RCD Snubber電路的基本類型及其工作原理

　　RCD Snubber是一種能耗式電壓關(guān)斷型緩沖器，分為抑制電壓上升率模式和電壓鉗位模式兩種類型，習(xí)慣上前者稱為RCD Snubber電路，而后者則稱為RCD Clamp電路。

　　為了分析方便，以下的分析或舉例均針對反激電路拓?fù)?，開關(guān)器件為功率MOSFET。

　　圖1 常用的RCD Snubber電路

　　抑制電壓上升率模式

　　對于功率MOSFET來講，其電流下降的速度較GTR或IGBT快得多，其關(guān)斷損耗的數(shù)值要比GTR或IGBT小，但是這個損耗對整個小功率的電源系統(tǒng)也是不容忽視的。因此提出了抑制電壓上升率的RCD Snubber。

　　如圖1所示，在開關(guān)管關(guān)斷瞬間，反激變壓器的漏感電流需要按原初始方向繼續(xù)流動，該電流將分成兩路：一路在逐漸關(guān)斷的開關(guān)管繼續(xù)流動;另一路通過Snubber電路的二極管Ds向電容Cs充電。由于Cs上的電壓不能突變，因而降低了開關(guān)管關(guān)斷電壓上升的速率，并把開關(guān)管的關(guān)斷功率損耗轉(zhuǎn)移到了Snubber電路。如果Cs足夠大，開關(guān)管電壓的上升及其電流的下降所形成的交叉區(qū)域?qū)M一步降低，可以進一步降低開關(guān)管的關(guān)斷損耗。但是Cs的取值也不能過大，因為在每一個關(guān)斷期間的起始點(也就是開通期間的結(jié)束點)，Cs必須放盡電荷以對電壓上升率進行有效的抑制;而在關(guān)斷期間的結(jié)束點，Cs雖然能降低開關(guān)管電壓的上升時間，但其端電壓最終會達(dá)到()(為忽略漏感時的電壓尖峰，為次級對初級的反射電壓)。

　　關(guān)管導(dǎo)通的瞬間，Cs將通過電阻Rs與M所形成的回路來放電。Snubber的放電電流將流過開關(guān)管，會產(chǎn)生電流突波，并且如果某個時刻占空比變窄，電容將不能放盡電荷而不能達(dá)到降低關(guān)斷損耗的目的。

　　可見，Snubber電路僅在開關(guān)過渡瞬間工作，降低了開關(guān)管的損耗，提高了電路的可靠性，電壓上升率的減慢也降低了高頻電磁干擾。

　　電壓鉗位模式

　　RCD Clamp不同于Snubber模式，其目的是限制開關(guān)管關(guān)斷瞬間其兩端的最大尖峰電壓，而開關(guān)管本身的損耗基本不變。在工作原理上電壓鉗位模式RC的放電時間常數(shù)比抑制電壓上升率模式更長。

　　以圖2為例分析電路的工作過程，并且使用工作于反激式變換器的變壓器模型。反激式變壓器主要由理想變壓器、激磁電感與漏感組成。

　　圖2反激式變換器的Clamp電路

　　會發(fā)生高頻諧振而使開關(guān)管DS兩端電壓升高，但是由于漏感產(chǎn)生的VSPIKE的能量能夠及時轉(zhuǎn)移到CC中，而使CC的端電壓從次級反射電壓VOR上升到最大值(VOR+VSPIKE);當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時，CC通過電阻RC放電，這樣在下個周期開關(guān)管關(guān)斷前，能夠使得CC的端電壓從(VOR+VSPIKE)恢復(fù)到VOR。這樣，只要能夠合理設(shè)置時間常數(shù)，就能保證在一個周期內(nèi)將漏感轉(zhuǎn)移到CC中的能量釋放完畢。

　　CC端電壓在理想情況下基本上是恒定的，僅在充、放電時存在一個變化量VSPIKE。而漏感的電流始終和初級電流串聯(lián)的，所以漏感電流的下降過程就是次級電流的上升過程。而漏感電流的下降過程是由RCD Clamp電路CC上的壓降和反射電壓VOR的差值決定的，差值越大電流下降就越快，能量傳輸也越快，因而效率會明顯提高。所以，此時開關(guān)管DS的電壓為(+VOR+VSPIKE)。這樣漏感兩端的電壓將為VSPIKE(一般可取10V"20V)，如圖3所示。由法拉第定律可知因漏感引起的初、次級能量傳輸?shù)难舆t時間為：(8)其中，IP為在開關(guān)管關(guān)斷時電感的峰值電流。

　　圖3 關(guān)斷瞬間開關(guān)管DS電壓與其電流波形

　　如果電路參數(shù)選擇適當(dāng)，RCD Clamp電路兩端的電壓尖峰將通過CC來吸收，并且需要達(dá)到能量平衡，因漏感而產(chǎn)生的能量將完全消耗在RC上。

　　實驗結(jié)果分析

　　實驗中采用一個輸出功率為3.5W的反激式開關(guān)電源樣機，其主要參數(shù)如下：

　　PO=3.5W;VIN=220VAC;fs=43kHz;IP=0.1A;LP=6.63mH ;=871.3mH;NP=75;NS=12;次級對初級的反射電壓，取VOR=80V。另取VSPIKE=20V;開關(guān)管選用SMP4N100，其tr=18ns。

　　Snubber電路參數(shù)選擇及相關(guān)波形圖

　　經(jīng)計算得出：

　　CS=2.143pF,RS=4.2k健?由于幾pF的電容不容易得到，故可以用10個22pF的瓷介電容串聯(lián)來等效代用。有RCD Snubber電容時，開關(guān)管兩端的電壓VDS波形見圖4;無Snubber電容的VDS波形見圖5。

　　圖4 有Clamp無Snubber的波形

　　圖5 Clamp+Snubber(2.2pF+4.2k)的波形

　　由圖5可以看出，加上合適的Snubber電路后，VDS的上升率有所減緩，因而可以轉(zhuǎn)移開關(guān)管的關(guān)斷損耗至Snubber電路的RS。

　　值得注意的是，由于實驗電源的功率很小，因而Snubber電路的電容數(shù)值很小以至作用不大。但如果用在大功率電路中，電容的數(shù)值會較大，因而效果將更為明顯。

　　RCD Clamp電路參數(shù)選擇及相關(guān)波形圖

　　經(jīng)計算得出：CC=815.87pF;RC=300.19k?實際中選取CC=1nF，Rc分別選取270k郊?00k劍?⑶曳直鷦謨蠷CD Clamp及無RCD Clamp下對比兩者的實際效果。

　　圖6為不加Clamp電路時開關(guān)管電壓波形VDS，其端電壓已超過600V;圖7為Clamp電路中選取RC=270k劍珻C=1nF，端電壓為474V。

　　圖6 無Clamp 時的波形

　　圖7 Clamp：270k+1nF的波形

　　可見，采用Clamp電路并選取利用公式計算出的數(shù)值，可使開關(guān)管端電壓VDS有效地鉗位到合適的電壓水平，為實際所用。

　　結(jié)語

　　通過適當(dāng)選取RCD Snubber 的電路參數(shù)，可有效地改善開關(guān)管的開關(guān)軌跡，降低其關(guān)斷電壓的上升速率，可以轉(zhuǎn)移開關(guān)管的損耗至Snubber電路的電阻上，提高開關(guān)管的工作可靠性，同時改善電路的高頻電磁干擾，但Snubber電路基本上不會提高整機的工作效率。

　　反激式變換器在開關(guān)管關(guān)斷時，存在很高的電壓尖峰，通過適當(dāng)選取RCD Clamp的電路參數(shù)，可以對開關(guān)管實現(xiàn)電壓鉗位，避免因過高的電壓尖峰使開關(guān)管受損。但是，因Clamp電路消耗了變壓器漏感上的能量，從而在一定程度上影響了整機的工作效率。