PWM控制及SPWM波的生成

　　1、PWM控制的基本原理

　　PWM（PulseWidthModulation）控制就是對(duì)脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制的技術(shù)。即通過(guò)對(duì)一系列脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，來(lái)等效地獲得所需要的波形。PWM控制技術(shù)在逆變電路中的應(yīng)用最為廣泛，對(duì)逆變電路的影響也最為深刻，PWM控制技術(shù)在逆變電路中的應(yīng)用也最具代表性。

　　面積等效原理是PWM控制技術(shù)的重要理論基礎(chǔ)，即在采樣控制中，沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的同一環(huán)節(jié)上時(shí)，其效果基本相同。其中，沖量指的是窄脈沖的面積；效果基本相同是指環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同。如圖1.1.1（1）所示，三個(gè)窄脈沖形狀不同，但是它們的面積都等于1，當(dāng)它們分別加在如圖1.1.1（2）（a）所示的R-L電路上時(shí)，并設(shè)其電流i（t）為電路的輸出，則其輸出響應(yīng)波形基本相同且如圖1.1.1（2）（b）所示。

　　2、SPWM法的基本原理

　　脈沖幅值相等而脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而正弦波等效的PWM波稱(chēng)為SPWM（sinusoidalPWM）波形。

　　如圖1.1.2所示，把正弦半波分成N等份，就可以把正弦半波看成是由N個(gè)彼此相連的脈沖序列所組成的波形，這些脈沖寬度都等于N/?，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線(xiàn)，而是按正弦規(guī)律變化的曲線(xiàn)。如果把這些脈沖序列用相同數(shù)量的等幅值而不等寬的矩形脈沖來(lái)代替，使矩形脈沖的中點(diǎn)和相應(yīng)的正弦波部分中點(diǎn)重合，且使矩形脈沖和相應(yīng)的正弦波部分面積相等，則可得圖所示的矩形脈沖序列，這就是SPWM波形。

　　3、規(guī)則采樣法

　　SPWM的控制就是根據(jù)三角載波與正弦調(diào)制波的交點(diǎn)來(lái)確定逆變器功率開(kāi)關(guān)器件的通斷時(shí)刻。規(guī)則采樣法是一種應(yīng)用較廣的工程實(shí)用方法，一般采用三角波作為載波，其原理就是用三角波對(duì)正弦波進(jìn)行采樣得到階梯波，再以階梯波與三角波的交點(diǎn)時(shí)刻控制開(kāi)關(guān)器件的通斷，從而實(shí)現(xiàn)SPWM法。當(dāng)三角波只在其頂點(diǎn)（或底點(diǎn)）位置對(duì)正弦波進(jìn)行采樣時(shí)，由階梯波與三角波的交點(diǎn)所確定的脈寬，在一個(gè)載波周期（即采樣周期）內(nèi)的位置是對(duì)稱(chēng)的，這種方法稱(chēng)為對(duì)稱(chēng)規(guī)則采樣其原理如圖1.1.3所示。

　　單極性和雙極性PWM控制逆變電路分析

　　電路如圖1.2所示，該電路工作時(shí)，1V和2V通斷互補(bǔ)，3V和4V也通斷互補(bǔ)，如在ou正半周，1V導(dǎo)通，2V關(guān)斷，3V和4V交替通斷，且負(fù)載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段區(qū)間為正，一段區(qū)間為負(fù)。在ou的負(fù)半周，讓2V保持通態(tài)，1V保持?jǐn)鄳B(tài)，3V和4V交替通斷，負(fù)載電壓ou可以得到-dU和零兩種電平。

　　1、單極性PWM控制方式

　　如圖1.2.1所示，調(diào)制信號(hào)ru為正弦波，載波cu在ru的正半周為正極性的三角波，在ru的負(fù)半周為負(fù)極性的三角波。a）在ru的正半周時(shí)，1V保持通態(tài)，2V保持?jǐn)鄳B(tài)，當(dāng)ru》cu時(shí)，使4V導(dǎo)、3V關(guān)斷，ou=dU。當(dāng)ru《cu時(shí)，使4V關(guān)斷、3V導(dǎo)通，ou=0。b）在ru的負(fù)半周時(shí)，1V保持?jǐn)鄳B(tài)，2V保持通態(tài)。當(dāng)ru《cu時(shí)，使3V導(dǎo)通、4V關(guān)斷，ou=-dU。當(dāng)ru》cu時(shí)，使3V關(guān)斷、4V導(dǎo)通，ou=0。

　　1.1單極性PWM控制方式

　　如圖1.2.1所示，調(diào)制信號(hào)ru為正弦波，載波cu在ru的正半周為正極性的三角波，在ru的負(fù)半周為負(fù)極性的三角波。a）在ru的正半周時(shí)，1V保持通態(tài)，2V保持?jǐn)鄳B(tài)，當(dāng)ru》cu時(shí)，使4V導(dǎo)、3V關(guān)斷，ou=dU。當(dāng)ru《cu時(shí)，使4V關(guān)斷、3V導(dǎo)通，ou=0。b）在ru的負(fù)半周時(shí)，1V保持?jǐn)鄳B(tài)，2V保持通態(tài)。當(dāng)ru《cu時(shí)，使3V導(dǎo)通、4V關(guān)斷，ou=-dU。當(dāng)ru》cu時(shí)，使3V關(guān)斷、4V導(dǎo)通，ou=0。

　　1.2雙極性PWM控制方式

　　如圖1.2.2所示，在調(diào)制信號(hào)ru和載波信號(hào)cu的交點(diǎn)的時(shí)刻控制各個(gè)開(kāi)關(guān)器件的通斷。

　　a）在ru的半個(gè)周期內(nèi)，三角波載波有正有負(fù)，所得的PWM波也有正有負(fù)，在ru的一個(gè)周期內(nèi)，輸出的PWM波只有±dU兩種電平。b）在ru的正負(fù)半周，對(duì)各個(gè)開(kāi)關(guān)器件的控制規(guī)律相同。當(dāng)ru》cu時(shí)，1V和4V導(dǎo)通，2V和3V關(guān)斷，這時(shí)如果oi》0，則1V和4V導(dǎo)通，如果oi《0，則1VD和4VD導(dǎo)通，但不管那種情況都是ou=dU。當(dāng)ru《cu時(shí)，2V和3V導(dǎo)通，1V和4V關(guān)斷，這時(shí)如果oi《0，則2V和3導(dǎo)通，如果oi》0，則2VD和3VD導(dǎo)通，但是不管哪種情況都是ou=-dU。

　　單極性與雙極性PWM模式

　　1.單極性PWM模式

　　產(chǎn)生單極性PWM模式的基本原理如圖6.2所示。首先由同極性的三角波載波信號(hào)ut。與調(diào)制信號(hào)ur，比較（圖6.2（a）），產(chǎn)生單極性的PWM脈沖 （圖6.2（b））；然后將單極性的PWM脈沖信號(hào)與圖6.2（c）所示的倒相信號(hào)UI相乘，從而得到正負(fù)半波對(duì)稱(chēng)的PWM脈沖信號(hào)Ud，如圖 6.2（d）所示。

　　2.雙極性PWM模式

　　雙極性PWM控制模式采用的是正負(fù)交變的雙極性三角載波ut與調(diào)制波ur，如圖6.3所示，可通過(guò)ut與ur，的比較直接得到雙極性的PWM脈沖，而不需要倒相電路。

　　與單極性模式相比，雙極性PWM模式控制電路和主電路比較簡(jiǎn)單，然而對(duì)比圖6.2（d）和圖6.3（b）可看出，單極性PWM模式要比雙極性PWM模式輸出電壓中、高次諧波分量小得多，這是單極性模式的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)。

　　單極性調(diào)制方式的特點(diǎn)是在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)兩只功率管以較高的開(kāi)關(guān)頻率互補(bǔ)開(kāi)關(guān)，保證可以得到理想的正弦輸出電壓：另兩只功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，從而在很大程度上減小了開(kāi)關(guān)損耗。但又不是固定其中一個(gè)橋臂始終為低頻（輸出基頻），另一個(gè)橋臂始終為高頻［載波頻率），而是每半個(gè)輸出電壓周期切換工作，即同一個(gè)橋臂在前半個(gè)周期工作在低頻，而在后半周則工作在高頻，這樣可以使兩個(gè)橋臂的功率管工作狀態(tài)均衡，對(duì)于選用同樣的功率管時(shí)，使其使用壽命均衡，對(duì)增加可靠性有利。

　　雙極性調(diào)制方式的特點(diǎn)是4個(gè)功率管都工作在較高頻率（載波頻率），雖然能得到正弦輸出電壓波形，但其代價(jià)是產(chǎn)生了較大的開(kāi)關(guān)損耗。

　　有限雙極性控制ZVZCSPWM全橋變換器

　　1、ZVZCS PWM全橋電路有限雙極性控制過(guò)程分析

　　有限雙極性控制ZVZCS PWM全橋電路功率部分如圖1所示。Q1～Q4四個(gè)功率管（內(nèi)帶續(xù)流二極管）組成一個(gè)全橋電路。其中，Q1、Q2組成超前橋臂，兩端分別并聯(lián)有吸收電容C1、C2，用來(lái)實(shí)現(xiàn)Q1、Q2的ZVS。L1為高頻變壓器的漏感。Cb為隔直電容，用來(lái)實(shí)現(xiàn)滯后臂（由Q3、Q4組成）的ZCS。

　　圖1 ZVZCSPWM全橋電路示意圖

　　在有限雙極性方法控制下，Q1～Q4的驅(qū)動(dòng)時(shí)序見(jiàn)圖2。其中ug1、ug2為脈寬可調(diào)的定頻變寬脈沖；ug3、ug4為互補(bǔ)方波，頻率、脈寬固定。當(dāng)然考慮到直通的問(wèn)題，ug3、ug4不能同時(shí)為1，要錯(cuò)開(kāi)一個(gè)固定的死區(qū)時(shí)間。ug1、ug4的上升沿（表示Q1、Q4開(kāi)始導(dǎo)通）一致，ug2、ug3的上升沿一致。uAB表示加在隔直電容及變壓器兩端的電壓。由于超前橋臂并聯(lián)電容的存在，變壓器端電壓在下降時(shí)不會(huì)突然到零，而是有個(gè)過(guò)渡過(guò)程，其時(shí)間取決于并聯(lián)電容的大小及負(fù)載電流等條件。ip為變壓器繞組電流。ucb為隔直電容Cb上的電壓，其幅值取決于Cb大小及其它條件，Cb越小，ucb幅值越大，ZCS實(shí)現(xiàn)得越好，但同時(shí)開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力又增大，因此Cb不能太小，一般要讓ucb最大值小于直流輸入電壓的10％。

　　圖2 全橋電路有限雙極性控制時(shí)序及各變量響應(yīng)圖

　　電路工作過(guò)程分析如下：

　　1）t0時(shí)刻Q1、Q4同時(shí)導(dǎo)通，變壓器原邊電流ip開(kāi)始上升，流向是從Q1到L1、變壓器、Cb、Q4。功率從原邊流向副邊，同時(shí)隔直電容Cb上的電壓開(kāi)始上升。為了簡(jiǎn)化分析，暫不考慮變壓器的勵(lì)磁電流和副邊電流Io的波動(dòng)，因此變壓器原邊電流ip（t）為

　　ip（t）=Ipo=Io/n（1）

　　式中：n為變壓器原副邊匝比。

　　當(dāng)然，實(shí)際電路中由于副邊整流二極管的反向恢復(fù)過(guò)程，ip（t）上升沿有一個(gè)尖峰，見(jiàn)圖2。

　　Cb兩端電壓ucb（t）為

　　ucb（t）=－ucbp（2）

　　式中：ucbp為電容Cb上最大電壓。

　　2）在t1時(shí)刻Q1關(guān)斷，Q1的關(guān)斷是ZVS關(guān)斷，原邊電流ip通過(guò)C1（充電）、C2（放電）繼續(xù)按原方向流動(dòng)。C2經(jīng)過(guò)一段時(shí)間的放電，在t12時(shí)刻C2上的電壓降到零，Q2上的反并聯(lián)二極管開(kāi)始導(dǎo)通續(xù)流。此階段電容C2兩端電壓uc2（t）變化過(guò)程為

　　uc2（t）=Ipot/（C1＋C2）（3）

　　并有

　　t12－t1=E（C1＋C2）/Ipo（4）

　　式中：E為直流輸入電壓。

　　3）由于Cb上的電壓作用，在t2時(shí)刻環(huán)流衰減到零，原邊電流變化過(guò)程為

　　ip（t）=Ipo－ucbpt/L1（5）

　　該狀態(tài)持續(xù)時(shí)間（即環(huán)流時(shí)間）為

　　t2－t12=IpoL1/ucbp（6）

　　此時(shí)ucb（t）達(dá)到最大值UCbp。由式（2）可近似得到

　　t2－t0=2UCbpCb/Ipo（7）

　　4）在t2～t23時(shí)刻，電容Cb上的能量通過(guò)變壓器漏感對(duì)Q2的輸出電容充電，由于時(shí)間常數(shù)很小，可認(rèn)為該過(guò)程響應(yīng)速度很快，諧振過(guò)程很快結(jié)束。穩(wěn)定時(shí)Q2兩端電壓保持為UCbp。

　　5）t23時(shí)刻Q4關(guān)斷，顯然，由于此時(shí)Q4上電壓電流均為零，因此Q4是ZVZCS關(guān)斷。經(jīng)一個(gè)固定的死區(qū)時(shí)間后，在t3時(shí)刻，Q2、Q3同時(shí)導(dǎo)通，由于此時(shí)Q2兩端電壓為UCbp，由設(shè)計(jì)可保證UCbp《10％E，且環(huán)流已衰減到零，因此可近似認(rèn)為Q2是ZVZCS導(dǎo)通。而Q3是硬開(kāi)關(guān)導(dǎo)通，而且Q3導(dǎo)通時(shí)其兩端電壓大小約為直流輸入電壓大小。而在普通硬開(kāi)關(guān)工作方式下Q3導(dǎo)通時(shí)其端電壓是直流輸入電壓的一半，因此ZVZCS控制模式下Q3導(dǎo)通時(shí)輸出電容上的能量損耗反而比普通硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)下大，這是這種方法最大的缺點(diǎn)。為了減輕該缺點(diǎn)所帶來(lái)的不利因素，Q3、Q4可選輸出電容較小的功率管如IGBT。

　　6）在t3時(shí)刻之后電路工作過(guò)程和t0～t3時(shí)類(lèi)似，這里就不詳細(xì)分析了。

　　2、全范圍實(shí)現(xiàn)ZVS和ZCS的約束條件

　　由式（2）可以看到，在占空比一定時(shí)，隔直電容Cb越小，UCbp越大，由式（6）可看到，變壓器漏感越小、ucbp越大，則環(huán)流時(shí)間越短，因而ZCS實(shí)現(xiàn)得越充分。將式（7）代入式（6），并設(shè)t12－t0=DT/2（D為占空比，T為開(kāi)關(guān)周期），則有

　　t2－t12=4CbL1/DT（8）

　　可見(jiàn)在電路參數(shù)固定的情況下，環(huán)流時(shí)間是一個(gè)固定值，不依賴(lài)于負(fù)載。實(shí)驗(yàn)也表明，適當(dāng)減小開(kāi)關(guān)頻率，從而使DT變大，可使環(huán)流時(shí)間t2－t12減小，有利于ZCS的實(shí)現(xiàn)。

　　由式（4）可看到C1、C2越大，超前橋臂由導(dǎo)通轉(zhuǎn)截止后，C2上電壓降到零的過(guò)渡時(shí)間越長(zhǎng)，因而ZVS實(shí)現(xiàn)得越好。而且負(fù)載越輕（Ipo越小），過(guò)渡時(shí)間越長(zhǎng)。而移相控制由于超前橋臂上下兩個(gè)開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通基本是互補(bǔ)的，因此在輕載時(shí)很難實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管的ZVS導(dǎo)通。而相比之下，有限雙極性控制方法就顯出它的優(yōu)越性。如當(dāng)Q1關(guān)斷后，Q2導(dǎo)通時(shí)刻由移相控制時(shí)的t12～t3時(shí)刻推后到了t3時(shí)刻，可以充分保證只有當(dāng)Q2的續(xù)流二極管導(dǎo)通后才使Q2導(dǎo)通，從而保證全范圍的ZVS。實(shí)驗(yàn)證明，在正確設(shè)計(jì)好電路參數(shù)后，超前橋臂的ZVS實(shí)現(xiàn)得相當(dāng)好。

　　3、應(yīng)用實(shí)例

　　這種有限雙極性控制的ZVZCSPWM全橋變換器，已應(yīng)用到一種3kW（48V/50A）通信電源模塊的設(shè)計(jì)當(dāng)中。具體參數(shù)為：輸入220V/15A；輸出56.4V（最大）/53A（最大）；開(kāi)關(guān)工作頻率60kHz；功率管為IRG4PC50W（高速型IGBT）；變壓器原副方匝數(shù)比為24/4；輸出濾波電感40μH；輸出濾波電容5000μF。由于沒(méi)有專(zhuān)用的芯片，因此采用UC3825＋CD4042合成所需要的邏輯。原理圖如圖3所示。

　　圖3 有限雙極性控制邏輯生成電路實(shí)例

　　UC3825A是一種峰值電流型控制芯片，在控制環(huán)路中加入電流環(huán)后，電源具有響應(yīng)速度快，保護(hù)迅速，源效應(yīng)和負(fù)載效應(yīng)好等優(yōu)點(diǎn)。模塊整機(jī)功率因數(shù)為0.99，效率90％，重約10kg。該產(chǎn)品已成功運(yùn)行于某移動(dòng)通信基站現(xiàn)場(chǎng)。