1、前言

快充及電源適配器通常采用傳統的反激變換器結構，隨著快充及PD適配器的體積進一步減小、功率密度進一步提高以及對于高效率的要求，傳統的硬開關反激變換器技術受到很多限制。采用軟開關技術工作在更高的頻率，可以降低開關損耗提高效率，減小變壓器及電容的尺寸降低電源體積，同時改善EMI性能，從而滿足系統設計的要求，特別適合于采用超結結構的高壓功率MOSFET或高壓GaN器件的高功率密度快充及電源適配器。

傳統的硬開關反激變換器功率開關管電壓、電流應力大，變壓器的漏感引起電壓尖峰，必須采用無源RCD吸收電路進行箝位限制，RCD吸收電路的電阻R產生額外的功率損耗，降低系統效率，如圖1所示。如果將RCD吸收電路的電阻R去掉，同時將二極管換成功率MOSFET，這樣就變成了有源箝位反激變換器，通過磁化曲線在第一、第三象限交替工作，將吸收電路的電容Cc吸收的電壓尖峰能量，回饋到輸入電壓，從而實現系統的正常工作。

圖1：傳統的硬開關反激變換器

圖2：有源箝位反激變換器

2、有源箝位反激變換器工作原理

非連續模式DCM有源箝位反激變換器電路結構及相關波形如圖2、圖3所示，圖中的各個元件定義如下。

Lm：變壓器初級激磁電感

Lr：變壓器初級漏感

Lp：變壓器初級總電感，Lp=Lm+Lr

n：變壓器初級和次級的匝比，n=Np/Ns

Q1：主功率開關管，DQ1、CQ1為Q1寄生體二極管和寄生輸出電容

Qc：箝位開關管，DQc、CQc為Qc寄生體二極管和寄生輸出電容

Do：次級輸出整流二極管

Cc：箝位電容

Cr：CQ1、CQc以及其它雜散諧振電容Cto總和，Cr=CQ1+CQc+Cto

Cc1：Cc1=Cc+CQ1+Cto

Vsw：Q1的D、S兩端電壓

Vin：輸入直流電壓

Vo：輸出直流電壓

VC：箝位電容電壓

每個開關周期根據其工作狀態可以分為8個工作模式，各個工作模式的狀態及等效電路圖分別討論如下。

圖3：有源箝位反激變換器波形(非連續模式DCM)

?(1)模式1：t0-t?1

在t0時刻，Q1處于導通狀態，Qc、Do保持關斷狀態。Lp兩端所加的電壓為Vin，Lp激磁，其電流從0開始，隨著時間線性上升。

圖4：模式1(Q1導通，Qc、Do關斷)

(2)模式2：t1-t?2

在t1時刻，Q1關斷，Qc、Do保持關斷狀態。Q1關斷后，Lp和Cr諧振，激磁電流對CQ1充電，對CQc放電，Vsw電壓諧振上升。

圖5：模式2(Q1、Qc、Do關斷)

(5)模式5：t4-t?5

在t4時刻，Lr的電流諧振下降到0，Do、Qc保持導通狀態，Q1保持關斷狀態。Lr的電流下降到0后，Lr和Cc1反向諧振，就是Cc對Lr反向激磁，Cc、CQ1放電，Vsw電壓、VC電壓諧振下降，Lr的電流從0開始反向諧振上升，到達反向的最大值后繼續諧振，其反向電流的絕對值下降，而Lm繼續向輸出負載釋放能量，電流保持線性下降。?

(6)模式6：t5-t?6

在t5時刻，Lm的電流降低為0，Lm電感儲存能量全部釋放完畢，Do自然關斷，Qc保持導通狀態，Q1保持關斷狀態。Do關斷后，輸出反射電壓n?Vo斷開，此時，Lm又重新串聯進入到諧振回路，Lp和Cc1諧振，Vc電壓反向加在Lp，Cc放電對Lp反向激磁，Lm的電流過0后和Lr一起繼續反向增加。

在Do關斷瞬間，Lr的電流有一個高頻振蕩換流的過程，在這個過程中，Lr的電流快速下降到幾乎為0、和Lm電流相等的過程，其中一部分能量轉送到輸出負載，另一部分能量轉移到Lm。

(7)模式7：t6-t?7

在t6時刻，關斷Qc，Do、Q1保持關斷狀態。Qc關斷后，Lp和Cr諧振，Lp的電流對CQc充電，對CQ1放電。?

圖11：模式7(QQc、Q1、Do關斷)

在t6?-t7?中間某一時刻tn，對應的Vsw電壓為Vin：①t6-tn期間，Lp所加電壓為負，其電流諧振下降，其反向電流的絕對值進一步增加。②tn-t7期間，從tn時刻開始，Lp所加電壓為正，其電流諧振上升，其反向電流的絕對值降低。

(8)模式8：t7?-t0??

在t7時刻，CQ1放電到0，Vsw電壓為0，D1自然導通續流，將Vsw電壓箝位到0，Do、Qc保持關斷狀態。D1導通后，Lp兩端所加的電壓為Vin，Lp的電流從負值線性上升，其電流絕對值進一步降低，直到降低為0，完成一個開關周期。然后，Lp的電流繼續正向激磁，從0開始正向線性上升，開始下一個開關周期。

圖12：模式8(D1導通，Q1、Do關斷)

在t7-t0期間任一時刻，開通Q1，由于D1?處于導通狀態，其兩端電壓為0，因此Q1的開通就是零電壓開通ZVS。