由于ADC的分辨率和采樣率繼續上升，模擬輸入的驅動器電路（而不是ADC本身）已經越來越成為確定總體電路精度的限制因素。 除了用于噪聲輸入信號的簡單的1極RC低通濾波器（LPF1）（圖1），通常在緩沖器和ADC輸入端之間使用耦合RC濾波器網絡（LPF2），以最大限度地減少ADC采樣瞬變反射到緩沖器中的干擾。 模擬輸入端的長RC時間常數可以緩解這些干擾的穩定。 因此，LPF2通常需要比LPF1更寬的帶寬。 該濾波器還有助于最小化來自緩沖器的噪聲貢獻。

圖1.模擬放大器和ADC之間的接口可以幫助確定噪聲和穩定時間的中間值。

模擬放大器和ADC之間的接口在穩定時間和噪聲性能之間呈現了一些有趣的折中。 實驗這些模擬有助于開發一個直觀的了解濾波器設計如何影響這些性能方面。

完全差分SAR ADC的模擬輸入可以建模為圖2中等效形式的驅動電路上的開關電容負載。顯示的值來自LTC2378-20 20位，1Msps，低功耗SAR ADC，但可以 易于修改以代表其他ADC。 在采集階段，每個輸入的采樣CDAC與采樣開關的導通電阻40Ω（RON）串聯，大約為45pF（CIN）。 在此階段對CIN電容器充電時，輸入電流尖峰。 在隨后的轉換階段，模擬輸入僅吸收較小的漏電流，電容器完全放電。 ADC模擬輸入的建模突出了將放大器耦合到諸如LTC2378-20之類的SAR ADC的最大挑戰之一; 處理每個采集階段開始時由ADC輸入引起的電流尖峰。

圖2. SAR ADC的模擬輸入的等效電路

該等效電路的仿真原理圖如圖3所示。低功耗LTC6362差分運放配置為將單端輸入信號轉換為全差分輸出以驅動LTC2378-20。 為了簡化仿真，不包括輸入ESD保護二極管。 兩個45pF輸入電容器（C1和C2）通過電阻控制開關（S1和S2）進行充電，這些開關由具有40Ω導通電阻的SW模型語句定義。 這些開關由持續時間為312ns和1μs的脈沖電壓源驅動，以模擬LTC2378-20 SAR ADC在1Msps的采集時間。 為了準備下一個采集階段的采樣電容器，使用理想的行為逆變器（A1）來接通放電電容器的第二組開關（S3和S4）。

圖3. SAR ADC模擬輸入等效電路的仿真原理圖。

放大器和ADC之間的RC濾波器網絡有幾個目的。 首先，濾波器網絡減少了進入ADC的寬帶噪聲量。 第二，電容器用作電荷儲存器，以吸收ADC內部采樣電容器的電荷反沖。 在每個轉換周期之后，放電的采樣電容（45pF）被重新連接到放大器電路。 通過在ADC輸入端放置一個更大的儲存電容，減少了由這些采樣電容引起的電壓偏移。 然而，寬帶噪聲和建立時間性能之間存在折衷。 當采樣電容器連接到放大器電路（采集時間）時，RC網絡應完全穩定在ADC的分辨率內。 在過濾器網絡中使用太多的儲層電容會增加超出可接受極限的穩定時間。 為了進一步討論這個權衡，請觀看Kris Lokere的“SAR ADC驅動程序接口”。