前言：這是我在2015年菜鳥階段寫的調試記錄，回顧了當時做一個項目上遇到的問題。由于當時水平垃圾，所以有錯誤懇請包涵，還請幫忙指正。發出來只是湊一期內容推送，最近工作有點忙。

開始：

G0917 項目經過兩個星期的調試，現在完成基本性能的要求。下階段是針對雷擊、傳導、輻射等方面的調試和測試。下面將把一個采用ICE2HS01G控制的LLC項目所需要注意的點，做一個逐一的記錄和分析。

第一部分諧振參數的選擇

LLC是非常適合高頻工作的拓撲，在全范圍內的軟開關是非常優秀的性能。那么對于實際項目，該選擇到什么頻率的工作點，就決定了變壓器和諧振電感的體積。較高頻率的工作，能選擇更小體積的磁芯，小體積的磁芯在高dB工作時，雖然有較高的mw/Cm^3的比例，但是體積較小對比選擇較大磁芯，使用較小dB，但是體積量較大，所以不一定會有很差的效果。

目前，我所考慮LLC的工作頻率在較高體積要求的場合，我建議不低于100KHZ。選擇磁芯后，按照計算表，選擇合理的dB，控制磁芯損耗和線圈損耗。

工作點的放置：

對于輸出電壓太高，需要使用較高耐壓的二極管。考慮輸出二極管的反向恢復引起的電流干擾，可以使用低于諧振頻率運行，這樣可以讓副邊實現ZCS，對高壓小電流輸出，會有一定的優勢。但是對于低電壓，大電流的應用。可以讓工作頻率稍微高于諧振頻率，這樣副邊電流是連續，對減少輸出電容的紋波電流應力應該有一定的幫助。下圖是一款12V71A的 PC電源的實際測量波形，可見工作在諧振頻率之上。

但是要從恒流的角度考慮的話，隨著輸出電壓降低，所需要的增益越來越小，此時開關頻率會不斷提高。如果恒流時發生打嗝的問題，就要考慮Fmax是否限制住了增益進一步的降低。同時恒流時，發現恒流在間歇工作時，首要考慮的是是否運放的拉電流太大，是否需要加大運放到光耦之間串聯的電阻，用以降低恒流時的增益。

將工作點放在開關頻率之上，還有一個考慮點就是，在輸出電壓可變時，開關頻率的變化范圍。而且在開關頻率變化范圍內，是否全范圍都實現了軟開關。比如54V~48V的輸出系統，一把是把54V放在最佳工作點點，當電壓下降時，開關頻率一路上升，使得頻率控制變得可調。

關于諧振參數的選擇，這里有一個CM6901的文檔：

上面說到，開關頻率最佳為，SRC諧振頻率 *1.2倍 = SRC的工作頻率Fr。這一條到底有沒有意義，我要去計算一下。Q 最佳為 0.3 到 0.5之間。由于ATX不考慮輸出電壓變化，所以不太考慮輸出電壓變化時，開關頻率的變化范圍問題。

第二部分

ICE2HS01G控制器的使用細節：

1、Fmin，Rfmin的設置。從Freq引腳直接到地的電阻，設置了最低頻率。但是，Load引腳，會通過電壓分壓檢測Freq引腳的電壓，如果Load引腳的電壓高于1.8V，則判斷為過功率保護or開環保護。為什么呢？因為當負載加大時，開關頻率會下降。光耦會降低拉Freq引腳的電流，那么僅僅從電壓角度來看，Freq引腳有2V電壓會不會被拉的很低，所以當Freq電壓為1.8V時，也說明此時工作頻率已經非常接近你所設定的Fmin的值，如果在正常帶負載時，因為Load引腳電壓高于1.8V保護掉了，考慮考慮繼續降低Fmin。

2、Load引腳，會在低于0.15V會進入跳周期模式。因為在負載降低后，開關頻率會上升。此時反饋環要拉升開關頻率，來達到降低輸出電壓的目的。但是在空載時，因為副邊繞組上的電壓振蕩。使得反饋環即使提升開關頻率也不會把輸出電壓降低，當開關頻率提升到極限。也就是光耦拉電流拉的使Freq引腳電壓從2V下降到0.15V后，控制開始跳周期工作。

3、空載穩壓：可以嘗試在原邊的管子上并聯電容，降低空載時副邊繞組上的電壓振蕩峰值。但是在管子上并聯電容后，需要考慮死區時間內能否實現ZVS。

4、VMC一般會禁用，VMC工作時，會發3個波，停止三個波。一般通過10K電阻接地，禁用。

5、VINS 母線電壓檢測，當該引腳電壓低于1.25V時，控制器不會發波。

6、TD 原邊死區時間設定。通過電阻到地簡單設定。

7、Delay 高級延時設定。為了SR可靠性，當原邊開關關閉和副邊SR信號關閉之間的時間差，可以通過Delay引腳到Gnd的電阻設定。

副邊SR的開通時間受下面幾個條件限制，比如：諧振參數、負載條件、母線電壓。但是SR MOS的開通時間，不能長于原邊MOSFET的開關信號，否則會有炸雞的風險。所以，SR 控制器關閉SR信號有兩個條件：原邊驅動信號關閉或SR控制器的ON定時器時間到了。兩者其中那個先達到條件，就關閉SR-MOS。

然而，從IC驅動信號到副邊SR -MOS這個延時，可能會比原邊開關關閉要慢。因此，這個關閉延遲功能，就是為對這個延遲可調而實現。代替原邊驅動信號關閉后在去關閉SR-MOS，這樣可以更加可靠（更加快）的關閉SRMOS，避免因為關閉延遲引起的系統風險。而且這個延遲還是可以通過接地的電阻來調整的。

IC內部的延遲是通過一個固定的2V電壓，通過外接的電阻流過的電流來實現定時。比如關閉延遲330ns時，Rdelay為51K見下圖，電阻和延遲時間的關系。

簡單的說：為了避免IC用原邊驅動信號關閉后再去關閉SRMOS，而引入了另外一個電路，可以在原邊管子關閉之前300ns（可調）的時間關閉SRMOS。那么SR關閉后，原邊會插入一個死區時間，比如也是300ns，然后SR會比原邊驅動信號晚一點開假如100ns，所以從SRMOS從關閉到再次開啟之間的時間差為：300ns Tdelay + 330ns Td + Tsr 100ns = 730ns。已經相當可靠，如果從效率的角度考慮，可以讓這個Tdelay的時間減少，最好提前100ns關閉就可以。那么加上死區時間，就會有530ns的時間，也足夠可靠。

8、 Vres (resonant voltage setting) 諧振電壓設定

這個電壓是用來決定諧振半橋的工作模式是在CCM或DCM。如果是在DCM模式，那么原邊驅動信號開啟到副邊SR ON信號開啟之間的將沒有延時。如果是在CCM模式，控制器會在原邊開通信號和副邊SR ON信號之間添加一個開通延遲。如果判斷呢？當Vres電壓低于VINs引腳的電壓。如何才算進入CCM模式呢，只有當母線電壓高于設定值時。比如390V為設定值，低于這個值為Fsw

如把Vres設計為VINS引腳在390V的分壓，當母線電壓為高于390V時，Vins引腳的電壓就會比Vres高。IC就會判斷，此時工作在Fsw>Fr模式。 當母線電壓較高時，LLC的副邊會工作在CCM模式，SR MOS會存在體二極管反向恢復的電流。為了最佳的性能，應該避開SR MOS的體二極管的恢復電流時間。因此控制器會在CCM時，插入一個開頭延遲，從而避開了這個反向恢復電流時間。在控制器內部，當VINS電壓高于VRES時，SRMOS的開通回避原邊MOS的驅動信號晚250ns。

9、CS 電流檢測信號

過流保護信號，在CS高于0.8V后會停止發波，等故障定時時間結束后，會重新發波，如果過電流還沒解除，會繼續打嗝重啟。

在CS電壓高于1.5V后會鎖機，應該避免CS引腳電壓高于1.5V。通常使用TVS管，控制CS引腳的電壓，也可以使用二極管鉗位諧振電容的電壓來避免短路時，諧振電容電壓高于400V，CS電壓也會被限制到400V內感測的值，一般不會鎖機。經過實際測試，使用二極管鉗位電路控制諧振電容的電壓后，短路不會鎖機。而且短路保護拉升頻率的速度也非常快。

10、CL Current Lever 電流等級

通過一個電阻將CL和SRD連接起來，這個電阻決定了同步整流的開通時間和負載電流的關系。在控制器內部，CL引腳電壓和CS引腳成比例，內部也有一個鉗位電路控制CL引腳電壓不高于1.95V。可通過外部一個去耦電容接到地，濾除從CS引腳傳過來的高頻紋波，從而降低SR 驅動器關于開通時間和負載電流的變化情況。

SRD ：這個引腳用來關閉SR 功能，通過下拉電阻將SRD接到地、軟啟動、保持時間、OCP或其他異常條件。內部有一個限制電流的電流源，通過運放在引腳外部保持了2V的電壓。通過流出SRD引腳的電流，如果連接了RCL。則流出引腳的電流會決定副邊SR MOS的導通時間，通過選擇不同的RSRD或RCL來設置副邊SR ON時間與負載電流的關系。

這里的意思是，把SR MOS的開通時間和原邊電流感測CS聯系了起來。CL是可以反應CS引腳的電壓的。通過CL和RSD之間的電阻，CL也有電壓再加再RSRD上，基于KVL定律，當VCL電壓高時，流出SRD的電流小，當VCL低時流出SRD的電流大。從而決定在較低負載時，SR ON的時間較短。當CL的電壓上升到2V后，負載電流將不再會影響了SR ON的時間。可見下圖

SR ON TIME CONTROL

SR 控制振蕩器，具有兩個功能。確定 SR MOS 的開通時間。他使用一個穩定的電流對電容充電。充電電流正比于流出SRD引腳的電流，而且被充電的電容集成在IC內部。SRD引腳的電壓被穩定到2V，SR MOS的開通時間，能通過外接到SRD引腳的等效電阻來編程。

在這個典型的應用中，5us的的開通時間，通過設定SRD外接的等效電阻到地為62K。關于SRD接地電阻和開通時間的關系可見下圖。

固定的SR MOS開通時間控制，并不適用于高性能的LLC變換器。首先LLC的工作頻率會受到負載條件，母線電壓等外置條件的影響。所以副邊的開通周期顯然不是固定的，需要引入負載和母線電壓的考慮。

然而原邊繞組電流能準確的反映出負載的狀態，通過對原邊的電流檢測能夠將負載信息輸入到SR控制器。在控制器內部，通過CS引腳電壓來反映一個電流等級CL的電路。CL通過一個電阻和SRD引腳連接，可以實現在輕負載時SRD的流出電流。

當有重負載和較低的母線電壓時，CL引腳電壓會被鉗位在與SRD引腳電壓相同的電壓，所以，SR MOS的開通時間，只會受到SRD外接到地的電阻Rsrd控制。如果有一個較輕的負載反應到CS引腳上。那么CL引腳電壓會降低會通過連接到SRD引腳電阻來加大流出SRD的電流，減少SR MOS 的開通時間。電阻RCL可調整CL減弱SR MO 開通時間的速度。

SR Protections

SR控制在實際工作中，并不能在任何情況下工作。在某些情況下，SR 驅動信號應該被禁止。一旦這種情況結束，IC會重啟SR，重啟時會進行SR的軟啟動。

在原邊軟啟動時，SR會被禁止。當SS引腳電壓高于1.9V 20ms后，SR將會被使能。

當LOAD引腳電壓低于0.2V，非常輕的負載時，IC也會將關閉SR 信號。如果LOAD引腳電壓高于0.7V，IC會將SR軟啟動并重啟。

當OCP發生時，如果軟啟動電壓低于1.8V，SR會被禁止。只有當SS引腳高于1.9V 20ms后才重啟SR。

OCP時， CS引腳電壓高于0.9V。SR也會禁止。當CS電壓低于0.6V SR會重啟。

當上面四種情況發生時，IC會關閉SR同時也會降低SRD引腳電壓拉到0V。

第三部分實際項目中的短路和過流調試

首先，這個控制的過流保護會有兩種情況：1、LOAD引腳電壓高于1.8V。2、CS引腳電壓高于0.8V。

在實際調試中應該要注意到這兩個保護的不同，首先LOAD引腳電壓高于1.8V，是和FMIN設置有關系。當負載加大，開關頻率降低時，如果FMIN設置不夠低，那么LOAD光耦上的電壓就非常接近2V。所以LOAD已經會檢查到高于1.8V后，停止發波，實現打嗝保護。

實際案例，今天在新組裝樣機時，發現一個54V一路帶到4A左右就保護了，最低頻率設置的是97K，之前之所以可以帶起來，是因為母線電壓是400V，現在母線電壓被下降到390V后，就不能帶負載了，將最低頻率的電阻設置到18K后，可以正常帶負載。

過流保護，CS引腳電壓高于0.8V后實現打嗝保護。在利用RC電路來感測諧振電容上的電壓，應該明白的是，CS引腳上的電壓是有紋波的，CS引腳上的紋波受到接地CS盤路電容的控制，一般選擇470nF~1uF的電容。有些時候，為了防止CS電壓高于1.5V，IC鎖定。會在CS上加一個TVS管，但是使用二極管鉗位諧振電容后，似乎諧振電容上的電壓不會高于1.5V了。這個TVS應該就不要用了，在實際測試上也看到，反復短路N次后，依然不存在鎖機的可能性。

短路測試，掃描時間加長：

恒流環的調試：恒流環主要講究一個慢。如果恒流的增益太大，就會有打嗝的情況。使用時間常數較大的反饋參數，C61和R88可以選擇1UF和100R，運放拉電流的串聯電阻R102可以根據實際情況增加，一般選擇到3.3k~5.6k左右，只需要了解到恒流環主要考慮一個慢字，降低響應速度，可以保證穩定的恒流。

在恒流測試時也應該考慮的一個問題就是，恒流時能否也可以實現ZVS，因為恒流工作頻率較高，如果不能實現ZVS，就需要考慮諧振參數和死區時間的組合問題。

第四部分能否實現軟開關的關鍵

LLC實現軟開關要比ZVS FB要容易，參數合理可以在全負載范圍內實現軟開關。主要是靠勵磁電感在死區時間內將電容的電荷拉走，計算公式可見下圖：需要首先定義的量為：Cds的等效電容（包含并聯上去的電容），死區時間的長度。

根據電容和死區時間，就可以計算出大概需要多少的勵磁電感。選擇勵磁電容就決定了勵磁電流和軟開關的條件。在選擇勵磁電感時，需要注意勵磁電流和諧振電流的峰值的比例。一般可以選擇到勵磁電流為峰值電流的一半，或者更小1/3。這樣可以使MOSFET在關閉時，流過管子的電流較低，降低了關閉損耗。

可從上圖實際測試的波形看到，流過MOS的電流在周期的關閉階段，是直接下降的。也就是說，在勵磁電流和諧振電流Ir的交叉點越低，MOS的關閉電流就會越小。

經過在Mathcad里面試驗，如果把Im/Ir為一半時，M選擇到5~6之間，Q可以選擇到0.45左右，Gmax一般可以到1.25。這樣可以得到不錯的參數，有1.25的增益可以在Holdtime時，母線電壓下降時能延遲保持時間。也能在可調電壓的輸出時，能得到所需要的高壓輸出。

增益曲線：

實現軟開關的波形：

如果非要強行選擇Ir/Imag 為1/3 ~１/４的話，會出現增益不夠的情況。當然如果輸出電壓不需要調壓或者恒流，可以使用很大的Lm/Lr。這需要分場合使用。

第五部分空載輸出穩壓

但是為了空載穩壓，會在原邊的MOSFET上并聯電容。添加到管子到的Cds的電容會影響到規定時間內的ZVS實現，因為對電容放電需要更長的時間了。這需要根據實際的電容來調整死區時間的長度。針對空載穩壓，還可以在空載時實現PWM控制。降低傳遞到副邊的脈沖寬度，也能較好的時間空載穩壓的目的。空載輸出電壓不能穩定主要的問題是因為副邊繞組的電壓波形已經變為振蕩，不在是一條直線，所以被二極管整流過去后就是輸出電壓會飆高，可見下圖：

因為在空載時，增益曲線在高頻段已經下降的很平坦，頻率的改變對增益改變作用已經不在巨大。所以單純的升高頻率基本不會解決空載穩壓的問題。因此需要從改變上圖中空載副邊繞組的波形來入手，通過在原邊管子上并聯電容是改變諧振工作狀態的一個辦法，由于能實現軟開關所以添加電容問題不大。

但是從增益的角度來考慮，如果把變壓器的匝比稍微改變，讓在空載所需要的增益比之前的增益要大，那么開關頻率就會相應的下降。所以，把原邊繞組加大1圈或2圈，也是能解決空載穩壓的一個好辦法。但是有些原邊圈數很少的應用，改變一匝，都能很嚴重的影響工作點。所以也是需要好好考慮的問題。這里有個簡單的辦法就是，改變母線電壓，將母線電壓不斷下降，指導空載能穩定住。然后看看此時的母線電壓對應正常電壓的匝比關系，就可以準確的確定匝比。

小結：現在回頭來看新手時期做的筆記，可以看出我把問題想的很簡單，并沒有深入去思考為什么，對控制和系統的理解也很淺顯，大有囫圇吞棗之感。幸好是2015年的我，2022的我還可以繼續努力。感謝支持，感謝觀看。最近要水幾期，請諒解。