移相全橋簡介

移相全橋（Phase-ShiftingFull-BridgeConverter，簡稱PSFB），利用功率器件的結電容與變壓器的漏感作為諧振元件，使全橋電源的4個開關管依次在零電壓下導通（ZerovoltageSwitching，簡稱ZVS），來實現恒頻軟開關，提升電源的整體效率與EMI性能，當然還可以提高電源的功率密度。

上圖是移相全橋的拓撲圖，各個元件的意義如下：

Vin：輸入的直流電源

T1-T4：4個主開關管，一般是MOSFET或IGBT

T1，T2稱為超前臂開關管，T3，T4稱為滯后臂開關管

C1-C4：4個開關管的寄生電容或外加諧振電容

D1-D4：4個開關管的寄生二極管或外加續流二極管

VD1，VD2：電源次級高頻整流二極管

TR：移相全橋電源變壓器

Lp：變壓器原邊繞組電感量

Ls1，Ls2：變壓器副邊電感量

Lr：變壓器原邊漏感或原邊漏感與外加電感的和

Lf：移相全橋電源次級輸出續流電感

Cf：移相全橋電源次級輸出電容

RL：移相全橋電源次級負載

移相全橋工作模態

因為是做理論分析，所以要將一些器件的特性理想化，具體如下：

1、假設所有的開關管為理想元件，開通與關斷不存在延遲，導通電阻無窮小；開關管的體二極管或者外部的二極管也為理想元件，其開通與關斷不存在延遲，正向壓降為0。

2、所有的電感，電容都為理想元件，不存在寄生參數，變壓器也為理想變壓器，不存在漏感與分布參數的影響，勵磁電感無窮大，勵磁電流可以忽略，諧振電感是外加的。

3、超前橋臂與滯后的諧振電容都相等，即C1=C2=Clead，C3=C4=Clag。

次級續流電感通過匝比折算到初級的電感量LS`遠遠大于諧振電感的感量Lr即LS=Lr*n2》Lr。

PSFB一個周期可以分為12中工作模態，其中正負半周期是對應的關系，只不過改變的是電流在橋臂上的流向，下面我們首先來分析這12個工作模態的情況，揭開移相全橋的神秘面紗。

工作模態一：正半周期功率輸出過程

如上圖，此時T1與T4同時導通，T2與T3同時關斷，原邊電流的流向是T1—Lp—Lk—T4，如圖所示。

此時的輸入電壓幾乎全部降落在圖中的A，B兩點上，即UAB=Vin，此時AB兩點的電感量除了圖上標示出的Lp與Lk之外，應該還有次級反射回來的電感LS`（因為此時次級二極管VD1是導通的），即LS`=n2*Lf，由于是按照匝比平方折算回來，所以LS`會比Lk大很多，導致Ip上升緩慢，上升電流△Ip為△Ip=（Vin-n*Uo）*（t1-t0）/（LkLS`）

Vin-n*UO是諧振電感兩端的電壓，就是用輸入電壓減去次級反射回來的電壓。

此過程中，根據變壓器的同名端關系，次級二極管VD1導通，VD2關斷，變壓器原邊向負載提供能量，同時給輸出電感Lf與輸出電容Cf儲能。（圖中未畫出）

此時，UC2=UC3=UA=UAB=VinUB=0V

工作模態二：超前臂諧振過程

如上圖，此時超前橋臂上管T1在t1時刻關斷，但由于電感兩端電流不能突變的特性，變壓器原邊的電流仍然需要維持原來的方向，故電流被轉移到C1與C2中，C1被充電，電壓很快會上升到輸入電壓Vin，而C2開始放電，電壓很快就下降到0，即將A點的電位鉗位到0V。

由于次級折算過來的感量LS`遠遠大于諧振電感的感量Lk，故基本可以認為此是的原邊類似一個恒流源，此時的ip基本不變，或下降很小。

C1兩端的電壓由下式給出

Vc1=Ip*（t2-t1）/（C1C3）=Ip*（t2-t1）/2Clead

C2兩端的電壓由下式給出

Vc1=Vin-【Ip*（t2-t1）/2Clead】

其中Ip是在模態2流過原邊電感的電流，在T2時刻C1上的電壓很快上升到Vin，C2上的電壓很快變成0V，D2開始導通。

在t2時刻之前，C1充滿電，C2放完電，即VC1=VC3=VinVC2=VA=VB=0V

模態2的時間為△t=t2-t1=2Clead*Vin/Ip

工作模態三：原邊電流正半周期鉗位續流過程

如上圖，此時二極管D2已經完全導通續流，將超前臂下管T2兩端的電壓鉗位到0V，此時將T2打開，就實現了超前臂下管T2的ZVS開通；但此時的原邊電流仍然是從D2走，而不是T2。

此時流過原邊的電流仍然較大，等與副邊電感Lf的電流折算到原邊的電流即ip（t）=iLf（t）/n

此時電流的下降速度跟電感量有關。

從超前臂T1關斷到T2打開這段時間td，稱為超前臂死區時間，為保證滿足T2的ZVS開通條件，就必須讓C3放電到0V，即

td≥△t=t2-t1=2Clead*Vin/Ip

此時，UC1=UC3=Vin，UA=UB=UAB=0V

工作模態四：正半周期滯后臂諧振過程

如圖所示：在T3時刻將滯后臂下管T4關斷，在T4關斷前，C4兩端的電壓為0，所以T4是零電壓關斷。

由于T4的關斷，原邊電流ip突然失去通路，但由電感的原理我們知道，原邊電流不允許突變，需要維持原來的方向，以一定的速率減少。所以，原邊電流ip會對C4充電，使C4兩端的電壓慢慢往上升，同時抽走C3兩端的電荷。

即ip（t）=I2sinω（t-t3）

vc4（t）=ZpI2sinω（t-t3）

vc3（t）=Vin-ZpI2sinω（t-t3）

其中，I2：t3時刻，原邊電流下降之后的電流值

Zp：滯后臂的諧振阻抗，Zp=）0.5

ω：滯后臂的諧振角頻率，ω=1/（2Lr*Clag）0.5

可能有人會感到奇怪，電流怎么出現了正弦函數關系呢，沒錯，因為此時是原邊的諧振電感Lr與滯后臂的兩個電容C3，C4諧振，其關系就是正弦關系。

為何我上面提到只有原邊的諧振電感Lr參加諧振呢，那么次級的儲能電感是否有參加諧振呢？下面我們來分析一下：

由于滯后臂下管T4的關斷，C4慢慢建立起電壓，而最終等于電源電壓，即UC4=Vin，從圖紙上我們可以看到，UC4其實就是B點的電壓，C4兩端電壓的上升就是B點電壓由0V慢慢的上升過程，而此時A點電壓被鉗位到0V，所以這會導致UAB《0V，也就是說這個時候原邊繞組的電壓已經開始反向。

由于原邊電壓的反向，根據同名端的關系，LS1，LS2同時出現下正上負的關系，此時VD2開始導通并流過電流；而由于LS1與Lf的關系，流過LS1與VD1的電流不能馬上減少到0，只能慢慢的減少；而且通過VD2的電流也只能慢慢的增加，所以出現了VD1與VD2同時導通的情況，即副邊繞組LS1，LS2同時出現了短路。

而副邊繞組的短路，導致Lf反射到原邊去的通路被切斷，也就是說會導致原邊參加諧振的電感量由原來的（Lf*n2Lr）迅速減少到只剩Lr，由于Lr比（Lf*n2Lr）小很多，所以原邊電流會迅速減少。

此時，原邊的UAB=ULr=-Vin，UA=0V，UB=Vin

開關模態五：諧振結束，原邊電感向電網饋能

如圖所示，當C4充電到Vin之后，諧振結束，就不再有電流流過C3，C4，轉而D3自然導通，原邊電流通過D2—Lr—D3向電網饋能，其實能量來源于儲存在Lr中的能量，此時原邊電流迅速減少，

ip（t）=Ip4-（t-t4）

其中Ip4是t4時刻的原邊電流值

在t5時刻減少到0。

此時T3兩端的電壓降為0V，只要在這個時間將T3開啟，那么T3就達到了零電壓開啟的效果。

在這里有幾個概念需要介紹下：

死區時間：超前臂或滯后臂的上下兩管，開通或關閉的間隔時間，移相全橋電源每個周期有4個死區時間。

諧振周期：滯后臂兩個管子關斷之后到超前臂兩個管子開通之前，次級電感通過匝比反射回來的電感與諧振電感之和與各自的諧振電容的2個諧振時間；還有就是超前臂已經開通，滯后臂兩個管子換流之前，諧振電感與各自的諧振電容的2個諧振時間。

移相角度：指的是超前臂上管開通到滯后臂下管的開通的時間間隔或超前臂下管開通到滯后臂上管的開通的時間間隔，再轉換成角頻率ω

ω=2∏f=2∏/T.

對于開關模態5來說，諧振周期一定要小于死區時間，否則就不能達到滯后臂的ZVS效果了。但此時的諧振電感是沒有次級電感通過匝比反射回來的，所以只有諧振電感參與了諧振，在設計的時候小心了，諧振電感一定要足夠大，否則諧振能量不夠的話，原邊電流就會畸變。

在t5時刻，UAB=ULr=-Vin，UA=0V，UB=UC1=Vin

開關模態六：原邊電流從0反向增大

如圖所示，在t5時刻之前，T3已經導通，在t5時刻原邊電流ip已經下降到0，由于沒有了電流，所以D2，D3自然關斷。

在t5-t6的時間內，副邊的二極管D1，D2還是同時導通流過電流，將副邊繞組短路，阻斷輸出電感反射到初級的途徑，此時的負載電流還是由次級電感與輸出電容提供；同時，由于原邊的T2，T3已經導通，原邊電流ip流過T3--Lr--T2，又因為Lr很小，所以原邊電流ip就會反向急劇增大。

即ip（t）=-（t-t5）

在t6時刻，ip達到最大，等于副邊的電感電流折算到初級的電流

即ip（t6）=-ILf（t6）/n

在這個開關模態，原邊電流是不傳遞能量的，但副邊卻存在著一個劇烈的換流過程，通過副邊二極管VD1的電流迅速減少，VD2的電流迅速增大，在t6時刻，通過VD1的電流減少到0，通過VD2的電流等于電感電流ILf。

在t6時刻之前，原邊的UAB=ULr=-Vin，UA=0V，UB=Vin

達到t6時刻之后，移相全橋的正半周期工作結束；并開始負半周期工作，其工作原理與正半周期相似，下面來做進一步的分析：

開關模態七：負半周期功率輸出過程

如上圖，此時T2與T3同時導通，T1與T4同時關斷，原邊電流ip的流向是T3—Lk—Lp—T2，如圖所示。

此時的輸入電壓幾乎全部降落在圖中的B，A兩點上，即UAB=-Vin，此時AB兩點的電感量除了圖上標示出的Lp與Lk之外，應該還有次級反射回來的電感LS`（因為此時次級二極管VD2是導通的），即LS`=n2*Lf，由于是按照匝比平方折算回來，所以LS`會比Lk大很多，導致Ip上升緩慢，上升電流△Ip為-△Ip=-【（Vin-n*Uo）*（t7-t6）/（LkLS`）】

此過程中，根據變壓器的同名端關系，次級二極管VD2導通，VD1關斷，變壓器原邊向負載提供能量，同時給輸出電感Lf與輸出電容Cf儲能。（圖中未畫出）

此時，UC1=UC4=UB=VinUAB=-VinUA=0V

開關模態八：負半周期超前臂諧振過程

如上圖，此時超前橋臂下管T2在t7時刻關斷，但由于電感兩端電流不能突變的特性，變壓器原邊的電流仍然需要維持原來的方向，故電流被轉移到C1與C2中，C2被充電，電壓很快會上升到輸入電壓Vin，而C1的電荷很快就被抽走，C1兩端電壓很快就下降到0V，即將A點的電位鉗位到Vin。

由于次級折算過來的感量LS`遠遠大于諧振電感的感量Lk，故基本可以認為此是的原邊類似一個恒流源，此時的ip基本不變，或下降很小。

C2兩端的電壓由下式給出

Vc2=︱-Ip︱*（t8-t7）/（C1C2）=Ip*（t8-t7）/2Clead

C1兩端的電壓由下式給出

Vc1=Vin-【︱-Ip︱*（t8-t7）/2Clead】

其中Ip是在模態8流過原邊電感的電流，在t8時刻之前，C2上的電壓很快上升到Vin，C1上的電壓很快變成0V，D1開始導通。

在t8時刻之前，C2充滿電，C1放完電，即VC2=VC4=VA=VB=VinVC1=VAB=0V

模態8的時間為

△t=t8-t7=2Clead*Vin/Ip

注意：此△t時間要小于死區時間，否則將影響ZVS效果。

第4、8種工作模式分別是滯后臂與超前臂的諧振模式，稍后上詳細的分析過程

開關模態九：原邊電流負半周期鉗位續流過程

如上圖，在t8時刻二極管D1已經完全導通續流，將超前臂上管T1兩端的電壓鉗位到0V，此時將T1打開，就實現了超前臂上管T1的ZVS開通；但此時的原邊電流仍然是從D1走，而不是T1。

此時流過原邊的電流仍然較大，等與副邊電感Lf的電流折算到原邊的電流即ip（t）=iLf（t）/n

此時電流的下降速度跟副邊電感的電感量有關。

從超前臂T2關斷到T1打開這段時間td，稱為超前臂死區時間，為保證滿足T1的ZVS開通條件，就必須讓C1放電到0V，即

td≥△t=t9-t8=2Clead*Vin/Ip

此時，UC2=UC4=UA=UB=Vin，UAB=0V

開關模態十：負半周期滯后臂諧振過程

如圖所示：在T9時刻將滯后臂上管T3關斷，在T3關斷前，C3兩端的電壓為0，所以T3屬于零電壓關斷。

由于T3的關斷，原邊電流ip突然失去通路，但由電感的原理我們知道，原邊電流不允許突變，需要維持原來的方向，以一定的速率減少。所以，原邊電流ip會對C3充電，使C3兩端的電壓慢慢往上升，同時C4開始放電。即ip（t）=-I2sinω（t-t9）

vc3（t）=Zp*︱-I2︱sinω（t-t9）

vc4（t）=Vin-Zp*︱-I2︱sinω（t-t9）

其中，-I2：t9時刻，原邊電流下降之后的電流值

Zp：滯后臂的諧振阻抗，Zp=）0.5

ω：滯后臂的諧振角頻率，ω=1/（2Lr*Clag）0.5

同理，原邊的諧振電感Lr與滯后臂的兩個電容C3，C4諧振，其電壓與電流的關系就是正弦關系。

同開關模態四分析一樣的道理，由于原邊電壓的反向，根據同名端的關系，LS1，LS2同時出現上正下負的關系，此時VD1開始導通并流過電流；而由于LS2與Lf的關系，流過LS2與VD2的電流不能馬上減少到0，只能慢慢的減少；而且通過VD1的電流也只能慢慢的增加，所以出現了VD1與VD2同時導通的情況，即副邊繞組LS1，LS2同時出現了短路。

而副邊繞組的短路，導致Lf反射到原邊去的通路被切斷，也就是說會導致原邊參加諧振的電感量由原來的（Lf*n2Lr）迅速減少到只剩Lr，由于Lr比（Lf*n2Lr）小很多，所以原邊電流會迅速減少。

在t10時刻，原邊的UAB=ULr=Vin，UB=UC4=0V，UA=UC2=UC3=Vin

開關模態十一：諧振結束，原邊電感向電網饋能

如圖所示，當C3充電到Vin之后，諧振結束，就不再有電流流過C3，C4，轉而D4自然導通，原邊電流通過D4—Lr—D1向電網饋能，其能量來源于儲存在Lr中的能量，此時原邊電流迅速減少，

ip（t）=-【Ip10-（t-t10）】

其中Ip10是t10時刻的原邊電流值

在t11時刻減少到0。

此時T4兩端的電壓降為0V，只要在這個時間將T4開啟，那么T4就達到了零電壓開啟的效果。

對于開關模態11來說，諧振周期一定要小于死區時間，否則就不能達到滯后臂的ZVS效果了。但此時的諧振電感是沒有次級電感通過匝比反射回來的，所以只有諧振電感參與了諧振，在設計的時候小心了，諧振電感一定要足夠大，否則諧振能量不夠的話，原邊電流就會畸變。

在t11時刻，UAB=ULr=UC3=UA=Vin，UB=0V

開關模態十二：原邊電流從0正向增大

如圖所示，在t11時刻之前，T4已經導通，在t11時刻原邊電流ip已經上升到0，由于沒有了電流，所以D1，D4自然關斷。

在t11-t12的時間內，副邊的二極管D1，D2還是同時導通流過電流，將副邊繞組短路，阻斷輸出電感反射到初級的途徑，此時的負載電流還是由次級電感與輸出電容提供；同時，由于原邊的T1，T4已經導通，原邊電流ip流過T1--Lr—T4，又因為Lr很小，所以原邊電流ip就會正向急劇增大。

即ip（t）=-（t-t11）

在t12時刻，ip達到最大，等于副邊的電感電流折算到初級的電流

即ip（t12）=-ILf（t12）/n

在這個開關模態，原邊電流是不傳遞能量的，但副邊卻存在著一個劇烈的換流過程，通過副邊二極管VD2的電流迅速減少，VD1的電流迅速增大，在t12時刻，通過VD2的電流減少到0，通過VD1的電流等于電感電流ILf。

在t12時刻，原邊的UAB=ULr=UA=UC3=Vin，UB=0V

至此，一個完整的移相全橋工作周期分析已經完成。

其中有一些地方可能有點小小錯誤（歡迎指正），但不影響總體的工作原理分析12個工作模態我先用用圖紙的方式呈現出來了，為了便于分析，我省略了次級繞組的回路分析

12個工作過程包括：2個正負半周期的功率輸出過程，2個正負半周期的鉗位續流過程，4個諧振過程（包括2個橋臂的諧振過程與2個換流過程），2個原邊電感儲能返回電網過程，最后還有2個變壓器原邊電流上沖或下沖過零結束急變過程。這12個過程就構成了移相全橋的一個完整的工作周期，只要有任何一個過程發生偏離或異常，將會影響到移相全橋的ZVS效果，甚至會導致整個電源不能正常工作。

移相全橋ZVS變換器的原理與設計

1、準諧振開關電源的組成

ZVS準諧振高頻開關電源是一個完整的閉環系統，它包括主電路、控制電路及CPU通訊和保護電路，如圖1所示。

從圖1可以看出準諧振開關電源的組成與傳統PWM開關電源的結構極其相似，不同的是它在DC/DC變換電路中采用了軟開關技術，即準諧振變換器（QRC）。它是在PWM型開關變換器基礎上適當地加上諧振電感和諧振電容而形成的，由于運行中，工作在諧振狀態的時間只占開關周期的一部分，其余時間都是運行在非諧振狀態，所以稱為“準諧振”變換器。準揩振變換器又分為兩種，一種是零電流開關（ZCS），一種是零電壓開關（ZVS），零電流開關準諧振變換器的特點是保證運行中的開關管在斷開信號到來之前，管中電流下降到零。零電壓開關準諧振的特點是保證運行中的開關管在開通信號到來之前，管子兩端的電壓已經下降到零。

2、零電壓準諧振變換器的工作原理

全橋零電壓準諧振變換器的主電路如圖2所示。Uin為PFC電路輸出的直流電壓（400V），S1～S4為功率開關管，其體二極管為D1～D4，圖中未畫出其體電容C1～C4，Lr為變壓器T1初級串聯諧振電感，（包括變壓器的漏感），C為防止變壓器因偏磁而飽和的隔直電容，T2為電流互感器，用于檢測。當變換器過流時，保護電路切斷驅動信號，保護功率器件。變壓器次級電壓經過D5、D6整流和輸出LC濾波器給負載供電。圖3給出了變壓器初級電壓UP、次級電壓US和初級電流ip的波形圖。ZVS變換器一周期內可分為六個運行模式，如表1所示。圖3中設t《t0時，變換器工作狀態為S1和S4導通。

3、占空比分析

由波形圖可見，由于變換器存在漏電感，使初級電流在t1～t3階段，有一定斜率，因此次級電壓占空比（t4－t3）/（t4－t0）小于初級電壓占空比（t4－t1）/（t4－t0），造成占空比損失。開關頻率越高，占空比損失越大。

4、相全橋兩橋臂開關管實現ZVS的條件

由表1和圖3可以看出，S3和S4實現ZVS分別早于S1、S2，故稱S3、S4為右橋臂又稱超前橋臂，S1、S2為左橋臂又稱滯后臂。由表1可以看出S3、S4實現ZVS分別在（t0～t1）和（t4～t5），S2、S1實現ZVS分別在（t2～t3）和（t6～t7）。而（t2～t3）和（t6～t7）時變壓器初級電流分別小于（t0～t1）和（t4～t5）時的初級電流，故滯后橋臂比超前橋臂實現ZVS開關困難，特別是輕載時最為明顯。

從理論上分析，S1、S2實現ZVS開關時，變壓器次級處于續流階段，諧振時由諧振電感釋放能量，使諧振電容電壓下降到零，從而實現ZVS，此時實現ZVS條件為：電感能量必須大于所有參與諧振的電容能量。即

LrIp2/2》（4Coss/3＋Cxfmr）×U2in

式中：4Coss/3是考慮MOS管輸出電容非線性等效電容值，Cxfmr是變壓器繞組的分布電容。由上式可見，滯后橋臂實現ZVS主要靠諧振電感儲能，輕載時能量不夠大，因此滯后橋臂不易滿足ZVS條件。

S3、S4實現ZVS開關時，變壓器處于能量傳遞階段。初級電流IP=－Io/n（n為變壓器變比），初級等效電感Le=Lr＋n2LO。所以根據ZVS條件，電感能量必須大于所有參與諧振的電容能量，應有Le（Io/n）2/2》（4Coss/3＋Cxfmr）Uin2。由于Le（Io/n）2/2相當大，故即使輕載時超前橋臂也較容易滿足ZVS條件。

5、移相全橋PWM控制器

移相全橋PWM控制技術最關鍵的是器件的導通相位能在0～180°范圍內移動，若控制不好，特別是左橋臂或右橋臂的兩個開關管同時導通，將導致災難性的后果。Unitrode公司生產的UC3875能提供0～100％占空比的控制，并且有必要的保護、譯碼及驅動功能，有四組驅動輸出，每組的延時時間可控制，其控制電路如圖4所示。E/A＋接固定的2.5V電壓（VREF=5V，R5、R9為10kΩ），作電壓給定信號。E/A－接對應的輸出電壓和EA＋比較，從而控制OUTA～OUTD的相位，最終控制輸出壓。C/S＋接控制信號（如初級過流信號等），當初級過流時，C/S＋大于2.5V，UC3875停止輸出驅動信號，從而將變換器輸出關閉，防止了災難事故的發生。驅動信號由OUTA～OUTD輸出，并經TC4420擴流，由驅動變壓器去驅動S1～S4MOS管，其延時時間由UC3875的7腳、15腳外接電阻確定，實際的驅動信號時序如圖5所示。

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