前端包括兩個部分：驅動放大器和RC濾波器。放大器調節輸入信號，同時充當信號源與ADC輸入端之間的低阻抗緩沖器。RC濾波器限制到達ADC輸入端的帶外噪聲，幫助衰減ADC輸入端中開關電容的反沖影響。 為SAR ADC選擇合適的放大器和RC濾波器可能很困難，特別是當應用不同于ADC數據手冊的常規用途時。根據各種影響放大器和RC選擇的應用因素，我們提供了設計指南，可實現最佳解決方案。主要考慮因素包括：輸入頻率, 吞吐速率和 輸入復用. 選擇合適的RC濾波器 要選擇合適的RC濾波器，必須計算單通道或多路復用應用的RC帶寬，然后選擇R和C的值。 圖1顯示了一個典型的放大器、單極點RC濾波器和ADC。ADC輸入構成驅動電路的開關電容負載。其10 MHz輸入帶寬意味著需要在寬帶寬內保證低噪聲以獲得良好的信噪比(SNR)。RC網絡限制輸入信號的帶寬，并降低放大器和上游電路饋入ADC的噪聲量。不過，帶寬限制過多會延長建立時間并使輸入信號失真。 圖1. 典型放大器、RC濾波器和ADC 在建立ADC輸入和通過優化帶寬限制噪聲時所需的最小RC值，可以由假設通過指數方式建立階躍輸入來計算。要計算階躍大小，需要知道輸入信號頻率、幅度和ADC轉換時間。轉換時間, tCONV（圖2）是指容性DAC從輸入端斷開并執行位判斷以產生數字代碼所需的時間。轉換時間結束時，保存前一樣本電荷的容性DAC切換回輸入端。此階躍變化代表輸入信號在這段時間的變化量。此階躍建立所需的時間稱為 "反向建立時間". 圖2. N位ADC的典型時序圖 在給定輸入頻率下，一個正弦波信號的最大不失真變化率可通過下式計算： 如果ADC的轉換速率大大超出最大輸入頻率，則轉換期間輸入電壓的最大變化量為： 這是容性DAC切換回采集模式時出現的最大電壓階躍。然后，DAC電容與外部電容的并聯組合會衰減此階躍。因此，外部電容必須相對較大，達到幾nF。此分析假設輸入開關導通電阻的影響可忽略不計。現在需要建立的階躍大小為： 接下來計算在ADC采集階段，ADC輸入建立至? LSB的時間常數。假設階躍輸入以指數方式建立，則所需RC時間常數τ為： 其中，tACQ 為采集時間，NTC 為建立所需的時間常數數目。所需的時間常數數目可以通過計算階躍大小VSTEP與建立誤差（本例為? LSB）之比的自然對數來獲得： 因此， 將上式代入前面的公式可得： 等效RC帶寬 示例:借助RC帶寬計算公式，選擇16位ADCAD7980 （如圖3所示），其轉換時間為710 ns，吞吐速率為1 MSPS，采用5 V基準電壓。最大目標輸入頻率為100 kHz。計算此頻率時的最大階躍： 然后，外部電容的電荷會衰減此階躍。使用27 pF的DAC電容并假設外部電容為2.7 nF，則衰減系數約為101。將這些值代入VSTEP計算公式： 接下來計算建立至? LSB（16位、5 V基準電壓）的時間常數數目： 采集時間為： 計算τ： 因此，帶寬為3.11 MHz， REXT 為 18.9 ?. 圖3. 采用16位1 MSPS ADC AD7980的RC濾波器 最小帶寬、吞吐速率和輸入頻率之間的這種關系說明：輸入頻率越高，則要求RC帶寬越高。同樣，吞吐速率越高，則采集時間越短，從而提高RC帶寬。采集時間對所需帶寬的影響最大；如果采集時間加倍（降低吞吐速率），所需帶寬將減半。此簡化分析未包括二階電荷反沖效應，它在低頻時變成主要影響因素。輸入頻率非常低時（ 多路復用 輸入信號很少是連續的，通常由不同通道切換產生的大階躍組成。最差情況下，一個通道處于負滿量程，而下一個通道則處于正滿量程（見圖4）。這種情況下，當多路復用器切換通道時，階躍大小將是ADC的滿量程，對于上例而言是5 V。 圖4. 多路復用設置 在上例中使用多路復用輸入時，線性響應所需的濾波器帶寬將提高到3.93 MHz（此時階躍大小為5 V，而非單通道時的1.115 V）。假設條件如下：多路復用器在轉換開始后不久即切換（圖5），放大器和RC正向建立時間足以使輸入電容在采集開始前穩定下來。 圖5. 多路復用時序 對于計算得到的RC帶寬，可以利用表1進行檢查。從表中可知，要使滿量程階躍建立至16位，需要11個時間常數（如表1）。對于計算的RC，濾波器的正向建立時間為11 × 40.49 ns = 445 ns，遠少于轉換時間710 ns。正向建立不需要全部發生在轉換期間（容性DAC切換到輸入端之前），但正向和反向建立時間之和不應超過所需的吞吐速率。對于低頻輸入，信號的變化率低得多，因此正向建立并不十分重要。 表1. 建立至N位分辨率所需的時間常數數目 分辨率（位） LSB (%FS) 建立至1 LSB誤差的時間常數數量 6 1.563 4.16 8 0.391 5.55 10 0.0977 6.93 12 0.0244 8.32 14