不斷豐富的高速和極高速ADC以及數(shù)字處理產(chǎn)品正使過采樣成為寬帶和射頻系統(tǒng)的實用架構(gòu)方法。半導(dǎo)體技術(shù)進步為提升速度以及降低成本做出了諸多貢獻（比如價格、功耗和電路板面積），讓系統(tǒng)設(shè)計人員得以探索轉(zhuǎn)換和處理信號的各種方法--無論使用具有平坦噪聲頻譜密度的寬帶轉(zhuǎn)換器，或是使用在目標(biāo)頻段內(nèi)具有高動態(tài)范圍的帶限Σ-Δ型轉(zhuǎn)換器。這些技術(shù)改變了設(shè)計工程師對信號處理的認識，以及他們定義產(chǎn)品規(guī)格的方式。噪聲頻譜密度（NSD）及其在目標(biāo)頻段內(nèi)的分布，能夠讓其在數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換過程中更好的被濾除。比較在不同速度下工作的系統(tǒng)，或者查看軟件定義系統(tǒng)如何處理不同帶寬的信號時，噪聲頻譜密度（NSD）可以說比信噪比 （SNR）更為有用。它不能取代其他規(guī)格，但會是分析工具箱中的一個有用參數(shù)指標(biāo)。

　　我的目標(biāo)頻段內(nèi)有多少噪聲？

　　數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)手冊上的SNR表示滿量程信號功率與其他所有頻率的總噪聲功率之比。

　　現(xiàn)在考慮一個簡單情況來比較SNR和NSD，如圖1所示。假設(shè)ADC時鐘頻率為75 MHz。對輸出數(shù)據(jù)運行快速傅里葉變換 （FFT），圖中顯示的頻譜為從直流到37.5 MHz。本例中，目標(biāo)信號是唯一的大信號，且碰巧位于2 MHz附近。對于白噪聲（大部分情況下包含量化噪聲和熱噪聲）而言，噪聲均勻分布在轉(zhuǎn)換器的奈奎斯特頻段內(nèi)，本例中為直流至37.5 MHz。由于目標(biāo)信號在直流與4 MHz之間，故可相對簡單地應(yīng)用數(shù)字后處理以濾除或拋棄一切高于4 MHz的頻率（僅保留紅框中的內(nèi)容）。這里將需要丟棄7?8噪聲，保留所有信號能量，從而有效SNR改善9 dB。換句話說，如果知道信號位于頻段的一半中，那么事實上可以在僅消除噪聲的同時，丟棄另一半頻段。這就引出了一條有用的經(jīng)驗法則：存在白噪聲時，調(diào)制增益可使過采樣信號的SNR額外改善3 dB/倍頻程。在圖1示例中，可將此技巧應(yīng)用到三個倍頻程中（系數(shù)為8），從而使SNR改善9 dB。當(dāng)然，如果信號處于直流和4 MHz之間某處，那么就不需要使用快速75 MSPS ADC來捕捉信號。只需9 MSPS或10 MSPS便能滿足奈奎斯特采樣定理對帶寬的要求。事實上，可以對75 MSPS采樣數(shù)據(jù)進行1/8抽取，產(chǎn)生9.375 MSPS有效數(shù)據(jù)速率，同時保留目標(biāo)頻段內(nèi)的噪底。正確進行抽取很重要。如果只是每8個樣本丟棄7個，那么噪聲會折疊或混疊回到目標(biāo)頻段內(nèi)，這樣將得不到任何SNR改善。必須先濾波再抽取，才能實現(xiàn)調(diào)制增益。即便如此，雖然理想的濾波器會消除一切噪聲，實現(xiàn)理想3 dB/倍頻程的調(diào)制增益，但實際濾波器不具備此類特性。在實踐中，所需的濾波器阻帶抑制量與試圖實現(xiàn)多少調(diào)制增益成函數(shù)關(guān)系。另外應(yīng)注意，“3 dB/倍頻程”的經(jīng)驗法則是基于白噪聲假設(shè)。這是一個合理的假設(shè)，但并非適用于一切情況。一個重要的例外情況是動態(tài)范圍受非線性誤差或通帶中的其他雜散交調(diào)分量影響。在這些情況下，“濾波并丟棄”方法不一定能濾除雜散分量，可能需要更細致的頻率算法。