升壓式高亮度LED背光驅動電路技術設計

摘要：由于LCD面板本身無法產生光源，所以，必須利用背光的方式將光投射到面板上，讓面板產生亮度，并且亮度必須分布均勻，而獲得畫面的顯示。以目前來看，大多數的LCD背光是利用CCFL及LED來作為背光源，尤其在中、大尺寸的部分，大多是使用CCFL背光源。
　　
　　隨著消費者對于色彩的要求，根據實驗，LED可以達到超過100％的NTSC色譜，由于LED可以提高面板色彩的表現能力，并且加上沒有太大的環保問題。目前許多業者都已逐漸將部分的產品導入利用LED作為背光源。
　　
　　本文將以Supertex的以HV9911為例，來提供讀者升壓式高亮度LED背光驅動電路設計的相關訊息。
　　
　　■升壓電路設計特色
　　
　　升壓電路是用來驅動LED的串聯電壓高于輸入電壓（圖1），并且有以下的特色：
　　
　　1.此電路可被設計在效率高于90％下操作。
　　
　　2.M=SFET的（Source）與LED串共地，這簡化了LED電流的偵測（不像降壓電路必須選擇上側FET驅動電路或上測電流偵測。但是升壓電路也有些缺點，特別是用于LED驅動，由于LED串的低動態阻抗）。
　　
　　3.輸入電流是連續的，使得輸入電流的濾波變得簡單許多（并更容易符合傳導式EMI標準的要求）。
　　
　　4.關閉用的FET毀損不會導致LED也被燒毀。
　　
　　5.升壓電路的輸出電流為脈沖式波形，因此，必須加大輸出電容以降低LED串的漣波電流。
　　
　　6.但是過大的輸出電容，使得PWM調光控制變得更具挑戰，當控制升壓電路開與關，以達到PWM調光控制，就表示輸出電流會被每一個PWM調光控制周期充放電，這使得LED串電流的上升與下降時間會拉大。
　　
　　7.峰電流控制方式的升壓電路，用以控制LED電流是無法達成的，需要閉回路方式使電路穩定，這又使得PWM調光控制更為復雜，控制電路必須增加頻寬來達到所需要的反應時間。
　　
　　8.當輸出端短路，控制電路無法避免輸出電流的增加，即使關掉Q1FET仍對輸出短路毫無影響，并且輸入端電壓的瞬變造成輸入端電壓的增加量大于LED串聯電壓時過大的涌浪電流可能會造成LED的毀損。

圖1 Boost Converter LED Driver??

　　■升壓電路操作模式
　　
　　升壓電路可操作于二種模式，連續導通模式（Continuous Conduction Mode；CCM）或不連續導通模式（Discontinuous Conduction Mode；DCM），這二種模式是由電感電流的波形決定的。圖2a為CCM升壓電路的電感電流波形，圖2bDCM升壓電路的電感電流波形。
　　
　　CCM升壓電路是用在最大升壓比例（輸出電壓與輸入電壓比值）小于或等于6，并在輸入電流大于1安培的情形下，假如需要更大的升壓比例，則需采用DCM模式。但是DCM模式會產生較大的峰值電流，因此導致電感的毀損增加，同時也造成均方根電流的增加。所以，DCM升壓電路的效率要比CCM升壓電路來得低，這也使得DCM的輸出功率受限制。

圖2 升壓電路的連續導通模式與不連續導通模式

　　■以Supertex HV9911為例設計升壓LED驅動電路

????? HV9911為Close Loop，Peak Current Control，Switching Mode LED驅動電源控制IC，它內建了許多功能來客服升壓電路的缺點。HV9911包含了9-250VDC輸入電壓穩壓器，不需額外電源，僅由單一輸入電壓提供IC動作的工作電源。它內建了2％精密的參考電壓（全溫度范圍）能精確地控制LED串聯電流。并且包含了斷路用的FET驅動電路。當輸出短路或過電壓時，便會自動斷開LED串之對地路徑。此功能縮短了控制電路的反應時間（請參考PWM調光電路說明）。（圖3）

　　■HV9911控制電路的功能

圖4 Increasing the Input Voltage Rating

????? IC的VDD pin工作電壓可提高（如果有必要的話）藉由一個二極管連接至外部電壓，此二極管是避免將外部電壓若低于IC內部穩壓電路的輸出電壓時，會造成IC的燒毀，最大的外接靜態穩定電壓為12V（瞬態電壓為13.5V），因此11V+/-5％的電壓源是理想的外部提升電壓值。

　　IC內部提供1.25％、2％精密參考電壓，這參考電壓可用來設定電流參考位準，以及輸入電流限制位準，此參考電壓也同時提供IC內部設定過電壓保護。
　　
　　振蕩電路時間模式
　　
　　振蕩電路可經由外部電阻設定振蕩頻率。若此電阻跨接于RT及GND pins之間，則IC操作于定頻模式，另外，若電阻跨接于RT與GATE pins間，則IC操作于固定關閉時間模式（此模式不需要斜率補償控制使電路穩定）。定頻時間或關閉時間可設定于2.8ms到40ms之間，可運用IC規格書內的計算式設定。
　　
　　于定頻操作模式下，將所有SYNC在一起，多個IC可操作在單一頻率。少數個案必須外加一個大電阻2300于SYNC到GND之間，用來抑制雜散電容所造成的振鈴，當所有SYNC連接在一起時，建議使用相同電阻值跨接于每一個IC的RT與GND之間的電阻。
　　
　　閉回路控制的形成是連接輸出電流信號至FDBK pin，同時將電流參考位準連接至IREF pin，補償網絡連接至Comp pin（傳導運算放大器的輸出端），如圖5所示。放大器的輸出受PWM調光信號所控制，當PWM調光信號為High時放大器的輸端連接至補償網絡，當PWM調光信號為Low時，放大器的輸出端與補償網絡被切斷，因此補償網絡內的電容電壓維持住，一直到PWM調光信號再度回復High準位時，補償網絡才又連接圖放大器的輸出端，這樣可確保電路動作正常以及獲得非常良好的PWM調光反應，而不需要設計一個快速的控制電路。

圖5 Feedback Compensation

　　FAULT信號保護驅動電路
　　
　　FAULT信號pin可用于驅動外部斷接FET（圖6）IC啟動時，FAULT信號維持Low電位，IC啟動過后，此pin被pulledhigh，這使得內電路的LED與升壓電路連接，電路完成啟動點亮LED，假如輸出端有過電壓或短路情形發生，內部電路會將FAULT信號拉Low并使LED與升壓電路斷接。
　　
　　FAULT信號也控于PWM調光控制信號，PWM調光信號為Low時，FAULT信號亦為Low，但當PWM調光信號為High時，FAULT信號卻不見得為High。
　　
　　斷接LED時，可確保輸出電容不會隨著PWM調光信號的周期而充放電。
　　
　　PWM調光信號到FAULT信號與保護電路的輸出以AND連接著，以確保保護電路動作時能夠覆蓋過PWM及調光控制的輸入。

圖6 Disconnect FET

　　輸出短路保護的動作原理是當輸出偵測電流（于FDBK pin），大于2倍參考電流設定位準（于IREF pin），保護動作會發生。過電壓保護的動作原理，是當OVP pin的電壓大于1.25V時，保護動作也會發生。二個信號被送至一個OR閘再送到保護栓鎖電路。當有任一保護動作發生時，栓鎖電路會將GATE及FAULT pins同時關掉。一旦有保護動作發生時，必須將電源關掉重開，才能使栓鎖電路恢復重置。
　　
　　而在IC的啟動需要注意以下兩點：
　　
　　●當VDD與PWMD pins連接在一起，透過電路上的輸入電壓的連接或斷接來啟動時，IREF pin所連接的電容必須使用0.1uF，而V00 pin上所連接的電容值需小于1uF以確保適當的啟動。
　　
　　●假使電路使用外部信號啟動或關閉，而輸入電壓一直保持常開啟時，則IREF及VDD所使用的電容值可增加。
　　
　　線性調光能力
　　
　　調整IREF pin的電壓位準可達到達成輸出電流的線性調整，方法為以可變電阻或分壓電阻網絡或外部提供參考電壓連接至IREF pin。但是，要注意一旦IREF的電壓低到非常小時，IC的短路電流保護比較器的誤差電壓（OFFSET）可能會造成短路保護發生誤動作，這時候必須將IC電源關掉重開，重新啟動電路，為了避免此誤動作，IREF的最低電壓為20～30mV。
　　
　　PWM調光（脈寬調變調光）能力
　　
　　HV9910內部的PWM調光功能卻能夠達到非常快速的PWM調光反應，克服了傳統升壓電路不能非?？焖俚腜WM調光的缺點。
　　
　　PWMD控制IC內部三個點：
　　
　　●GATE信號到開關FET
　　
　　●FAULT信號到斷接FET
　　
　　●運算放大器到補償網絡的輸出端
　　
　　當PWMD信號為High時，GATE信號與FAULT可以動作，同時運算放大器的輸出端連接到補償網絡，這使得升壓電路可以正常動作。
　　
　　當PWMD信號為Low時，GATE信號與FAULT被停止動作，能量無法從輸入端轉移到輸出端，但是，為避免輸出電容放電到LED而造成LED電流下降時間被拉長。
　　
　　這個放電電容同時也會使得電路重新連接動作時，LED電流的上升時間會被拉長。因此，避免輸出電容的放電是相當重要的。IC輸出FAULT信號斷接FET，使得LED的電流幾乎立刻的下降到零電流，因此輸出電容并沒有被放電，所以當PWMD信號回復High位準時輸出電容不需要額外的充電電流，這使得上升時間非?？焖?。
　　
　　當PWMD信號為Low時，輸出電流降至零，這使得回授放大器看到了相當大的誤差信號于放大器輸入端，會造成補償回路的電容器上的電壓會上升至最高電位。因此當PWMD信號回到High時，過高的補償回路電壓會控制電感峰值電流，而造成相當大的輸出涌浪電流發生在LED上。
　　
　　這樣大的LED電流又隨著控制回路速度而回授，這會使得穩定時間被延長，當PWMD信號為Low時，斷開運算放大器與補償回路是有助于維持補償回路的電壓不被改變。因此當PWMD信號回復High時，電路立刻回復穩態而不會產生過大的LED電流。
　　
　　■閉回路控制電路的設計
　　
　　補償回路可用來使得升壓電路穩定的操作，可選用Type－Ⅰ補償（一個簡單積分電路）或者TypeⅡ補償（一個積分電路及額外的極點－零點）。補償的類型需要視功率級的交越頻率的相位而定。

閉回路系統（圖7）的回路增益如下：
　　
　?。ü?）

　　Gm為運算放大器的增益（435mA/V）
　　
　　Zs（s）為補償網絡的阻抗
　　
　　Gp（s）為功率級的轉移函式
　　
　　請注意，雖然電阻分壓比值為1：14，但是整體效應包含二極管的壓降會是1：15。

圖7 Loop Gain of　the Boost Controller

　　■芯片補償網絡控制
　　
　　假設Fc為回路增益的交越頻率，而功率級的轉移函式在此頻率的振幅與相位角度為Aps與Φps、相位邊限Φm所需增加的相位角度為Φboost。
　　
　　（公式2）Φboost=Φm-Φpx-90o

　　基于所需增加的相位角度，來決定需要何種類型的補償網絡。
　　
　?。ü?）
　　
　　Φboost≦0o→TypeⅠ控制
　　
　　0o≦Φboost≦90o→TypeⅡ控制
　　
　　90o≦Φboost≦180o→TypeⅢ控制
　　
　　HV9911為基礎的LDE升壓驅動電路通常并不需要TypeⅢ控制，所以此篇不討論Ⅲ控制。HV9911 TypeⅠ及TypeⅡ控制的使用，請參考表1。

表1 Network Compensation

　　TypeⅠ控制的設計相當簡單，只要調整Cc即可，因為交越頻率的回路增益之振幅為1
　　
　?。ü?）Rs?Gm?（2πfcCc）?1/15?1/Rcs?Aps=1
　　
　　由上述等式，若其它參數值已知Cc的電容值可計算出。
　　
　　TypeⅡ控制的等式需被設計如下：
　　
　?。ü?）K=tan（45？+Φboost/2）
　　
　?。ü?）ωz=1/RzCz=2πfc/K
　　
　?。ü?）ωp=Cz+cZ=（2πfc）?K

　　可得到交越率的回路增益之振幅為1的等式如下：
　　
　?。ü?）

　　同時解等式（1-6）（1-8）可計算出Rz，Cz及Cc的值。
　　
　　■利用芯片實際設計出驅動電路
　　
　　表2驅動電路設計參數表

圖8 驅動電路設計參考

　　步驟一選擇開關頻率（fs）
　　
　　對于低壓應用（輸出電壓＜100V），中等功率輸出（＜30w），開關頻率設為200kHz（時間周期為5ms），對于開關損失以及外部零件的大小來說是個不錯的折衷方案。若是更高的電壓應用或更高的輸出功率，則考慮外部的開關FET的功率損失，就必須降低開關頻率。
　　
　　步驟二計算最大開關周期（Dmax）
　　
　　最大的開關周期可以使用以下方程式計算：
　　
　?。ü?）

?????

　　注意：如果Dmax＞0.85，升壓比例太大，則升壓電路無法操作在連續導通模式而會操作在不連續導通模式，以達到所需的升壓比例。
　　
　　步驟三計算最大電感電流（Iinmax）
　　
　　最大電感電流為（公式10）

?????

　　步驟四計算輸入電感量（L1）
　　
　　輸入電感可以最低的輸入電壓操作下的電感電流25％計算，如下式
　　
　　（公式11）

?????

　選擇標準電感量220uH，為達到于最低輸入電壓的操作時之的效率為90％，則電感的損失約為總輸出功率的2～3％，使用3％計算電感損失。
　　
　?。ü?2）Pind=0.03?Voman?Iove=0.84w
　　
　　假設80％－20％各別為電感的銅損及鐵損，則電感的等效直流電阻，必須小于
　　
　?。ü?3）

?????

　　電感的飽和電流至少需大于最大電感電流20％。
　　
　?。ü?4）

?????

　　因此電感為220uH，DCR值約0.3Ω，電感飽和電流需大于2A。但是必須注意，選擇電感的有效電流等于Iinmax（雖然可能無法符合效率的要求）但仍可獲得可接受的結果。
　　
　　步驟五選擇開關FET（Q1）
　　
　　跨接于FET的最大電壓等于輸出電壓，使用20％余量來計算最大突波電壓，FET的耐壓選擇為：
　　
　?。ü?5）VFET=1.2Vomax=96V
　　
　　流經過FET的有效電流為：
　　
　　（公式16）IFET～Iimax?√Dmax=1.3A
　　
　　為求得最佳化設計，FET的電流規格必須至少大于3倍的FET有效電流值，以使用最低閘充電電荷（Qg）操作。使用HV9911時建議FET的Qg需小于25nC目前使用于此案例的FET規格為100V，4.5A，11nC。
　　
　　步驟六選擇開關二極管（D1）
　　
　　二極管的耐壓規格與開關FET（Q1）相同，二極管流過的平均電流等于最大輸出電流（350mA）。雖然二極管的平均電流僅350mA，但在短暫的時間內二極管載送著最大輸入電流IINmax。二極管兩端所跨之電壓需相對應于瞬間流過的電流而非平均電流，假設有1％功率損失于二極管上，則二極管兩端的壓降則必須小于：
　　
　　（公式17）

?????

　　最好選擇蕭特基二極管，當輸出電壓小于100V時，它不需要考量逆向回復的損失，因此在此案例中選擇100V，1A蕭特基二極管，它的順向通過電壓在IINmax時為0.8V。
　　
　　步驟七選擇輸出電容（Co）
　　
　　輸出電容的電容值需視LED的動態電阻，LED串的漣波電流及LED電流而定，使用HV9911的設計中，較大的輸出電容（較低的漣波輸出電流）將可獲得較佳的PWM調光結果，升壓電路的輸出以模型簡化如圖9a將LED以定電壓負載串聯一個動態阻抗，輸出阻抗（RLED與Co的并聯組合）被以二極管電流Idiode驅動著，穩態的電容電流波形如圖9b所示。
　　
　　圖9升壓電路的輸出

????? 使用在設計參數表中給的10％峰對峰漣波電流，計算輸出的漣波電壓為：