隔直電容抑制全橋逆變器變壓器偏磁的計算機仿真分析

仿真采用的軟件是PSPICE電路分析軟件，pwm芯片采用SG3525，霍爾電流傳感器用一個電容控制的電壓源模型代替，采樣后反饋到SG3525全橋電路在未加隔直電容情況下（瞬態分析，采樣時間1ms，小給定電流80A），仿真結果如圖2所示。仿真結果中正負半波電壓嚴重不平衡，變壓器發生偏磁，這種不平衡會導致變壓器勵磁電流增加，嚴重時發生燒毀。圖3為同樣條件下有隔直電容10nf的情況下，變壓器一次側電流的波形，正負半波基本對稱，變壓器偏磁得到抑制。從2個圖中可以看出在變壓器一次側加入10nf的隔直電容后，正負脈沖得到平衡仿真結果和理論分析相符合，隔直電容的存在確實對偏磁有一定的抑制作用。如果隔直電容足夠小，就有能力阻擋大部分直流成分的通過，使得變壓器正負伏秒積得到平衡，瞬態分析結果顯示效果相當明顯

全橋電路逆變器變壓器一次側在有隔直電容，小給定電流，隔直電容為100nf時的瞬態分析結果（采樣時間0-1ms）如圖4所示。

可以看出，在有100nf的隔直電容時變壓器一次側的磁心工作狀況比沒有隔直電容時要改善，但是效果不夠理想，一次側電壓伏秒積不平衡狀況仍然存在，變壓器還是有被燒毀的可能。因此，在用隔直電容法來防止逆變器變壓器偏磁時，隔直電容如果過大，抑制偏磁的效果會受到影響，以上仿真結果和前面的理論分析相符。

隔直電容對輸出功率影響的電路分析

在忽略變壓器漏感影響的情況下，對全橋主電路變壓器一次側作等效變換，等效電路如圖5所示。電壓源為540V方波電壓，等效電路是一階電路

逆變過程中隔直電容的初始電壓與IGBT管電壓降相反，所以電壓源對電容充電的過程分為2個階段，第一個階段是對反向電壓進行放電，由于電場方向和電流方向一致，電場與電荷移動方向相同，這個階段時間t2極短，可以忽略不計。第二個階段就是電壓源對電容進行充電過程，這段時間$.取決于時間常數RC，即取決于隔直電容的大小。

隔直電容為10NF時隔直電容兩端的電壓如圖6所示。當逆變頻率為20KHZ、占空比為最大50%時，逆變脈沖寬度為25μs。從圖中可以看出，當隔直電容為10nf時，平均電壓接近于540V，電容兩端電壓在6μs時就接近540V，隔直電容為100nf時，兩端電壓大約經過30μs才接近540V，100nf隔直電容兩端平均電壓明顯小于10nf的隔直電容兩端平均電壓。反向導通時分為2個階段，第一個階段由于沒有電場的影響，正向電荷迅速被電源直流電壓中和，這個時間非常短，可以忽略不計；第二個階段是電容充電的過程，電壓按指數規律增長，直到下一次

反向脈沖的到來。IGBT的ce間電壓μ2=540-μ1。

所以電容越大，IGBT上的平均電壓越大，IGBT和變壓器一次側串聯，所以變壓器一次側線圈的平均電流也越大，輸出功率也就越大。因此在小隔直電容的作用下，由于電容時間常數的影響，IGBT的導通時間比給定的小，從而影響變壓器的輸出功率。

沒有隔直電容的情況下，給定200A電流全橋逆變電路的瞬態分析（0-0.5ms）如圖7a所示。圖中粗線表示IGBT的驅動電路波形，由于大給定電流，脈寬達到最大，斜線是輸出電流的瞬態波形，電流達幾百安培，變壓器一次側的脈寬也很大，占空比和驅動電路波形一致，電源輸出功率較大。在加了隔直電容10μ的情況下，大給定電流200A的全橋逆變電路的計算機仿真結果如圖7b所示。粗線條表示的是驅動波形，與圖7a相比，由于隔直電容的存在，變壓器一次側的占空比比驅動信號占空比小很多，導致二次側輸出電流也較小，只有20A左右。隔直電容的存在嚴重影響了輸出功率，這和上面的電路分析計算的結果取得了一致。

從圖中可以看出，由于隔直電容的存在，有效脈寬減小了。在有隔直電容的作用下，如果電容的時間常數比較小，會使得IGBT和變壓器一次側脈沖的幅值和脈寬都減小，變壓器的輸出功率也隨之減小，仿真結果和理論分析取得了一致。

A.隔直電容對于全橋逆變電路中的變壓器偏磁有一定的抑制作用，電容越小，抑制效果越好。隔直電容對輸出功率有較大影響，隔直電容越小，IGBT的有效導通脈寬越小，輸出功率也越小。

B.采用隔直電容的方法防止逆變電源變壓器偏磁時，應合理選擇隔直電容的參數，在保證變壓器不出現大的偏磁情況下，提高逆變電源的輸出功率。