通過一些額外的元件和一些拓撲結構的重新排列，降壓模式DC-DC轉換器IC可以制成升壓模式器件，以驅動電壓高于電源電壓的LED燈串。

遲滯降壓 LED 驅動器是一種常用且易于實現的電流源，適用于 LED 串兩端電壓低于輸入電壓的情況。通過重新排列外部元件，可以將這種拓撲從降壓模式切換到升壓模式，以支持二極管壓降總和大于輸入電壓的LED串。

雖然有許多升壓穩壓器可供選擇，但這種拓撲結構允許單降壓穩壓器IC同時提供降壓和升壓功能，因此可以簡化物料清單（BOM）并降低總體成本。雖然使用降壓器件進行升壓操作可能會導致LED電流變化增加，超出可接受的范圍，但如果需要，可以增加一個額外的控制環路來進一步調節電流。

本變換示例使用MAX16822A/MAX16832 1Maxim Integrated的遲滯降壓轉換器，為2MHz高亮度LED驅動器IC，集成MOSFET和高邊電流檢測（圖1）。（MAX16822A和MAX16832的區別僅在于額定電流：分別為500mA和1A。

圖1.MAX16832作為降壓轉換器LED驅動器的典型應用電路

該電路調節檢測電阻R上的電壓意義以便恒定電流流過與該電阻串聯的 LED。MAX16832內部的MOSFET在低于設定值的電流時導通，高于設定點的電流時關斷。當 MOSFET 導通時，電流斜坡上升并從輸入電壓 V 流出在通過檢測電阻、LED、電感和 MOSFET 進行接地;當 MOSFET 關斷時，電流斜坡下降并流回 V在通過檢測電阻、LED、電感和二極管D1。

增加遲滯會產生一個自振蕩系統，從而產生鋸齒形LED電流，如圖2所示。鋸齒的振幅由滯后量決定。電容器C3充當濾波器，因此LED主要看到直流電流。此拓撲稱為高邊降壓拓撲。

圖2.遲滯降壓LED驅動器的電流波形由于自感振蕩而具有鋸齒形LED電流。

從降壓到助推

降壓拓撲只能在LED兩端的電壓小于輸入電壓時使用。當LED兩端的電壓大于輸入電壓時，需要升壓拓撲。由于升壓拓撲在低端也有開關MOSFET，因此通過重新排列外部元件，可以直接將高端降壓拓撲更改為升壓拓撲，如圖3所示。在這種升壓拓撲中，電流的調節方式與高端降壓拓撲相同。

圖3.將拓撲結構從高端降壓改為升壓，只需對外部元件進行一些重新排列。

不同之處在于LED不再與檢測電阻和電感串聯。結果是輸入電流而不是LED電流被調節。圖4顯示了輸入和輸出電流的波形;LED電流是通過C3的輸出電流的濾波版本。

圖4.當配置為遲滯升壓LED驅動器時，輸入電流而不是LED電流被調節，如輸入和輸出電流的波形所示。

這種布置的結果是，LED電流不僅取決于調節的輸入電流（I在），但也在輸入電壓 （V在）、輸出電壓 （V發光二極管），以及轉換器的效率 （η）：

如果由此產生的LED電流變化大于可接受的范圍，則基于MAX8515的額外電路2可以添加寬輸入、0.6V并聯穩壓器，用于隔離式DC-DC轉換器）來調節LED電流，如圖5所示。

圖5.如果需要，可以使用基于MAX8515并聯穩壓器的附加電路來改善LED電流調節。

MAX8515用作誤差放大器，比較反饋電壓VFB至一個 0.6V 的內部基準電壓。VFB與 LED 電流成正比，VFB= R2 × I發光二極管.由于放大器的輸出可以從TEMP_I引腳吸收電流，但不能提供電流，因此TEMP_I引腳本身提供小的恒定電流。

兩種電流之間的差異由電容C2積分。如果MAX8515吸收的電流大于TEMP_I引腳源，則電壓降低;反之亦然。輸入電流I的設定點在與該電壓成正比，如圖6所示。因此，如果 VFB小于0.6V基準，不會吸收電流，TEMP_I上的電壓增加。這反過來又增加了輸入功率，因此增加了LED電流和VFB.如果 VFB大于基準電壓時，TEMP_I上的電壓被拉低以減小LED電流。

圖6.MAX8515管理灌電流和拉電流，如TEMP_I電壓與輸入電流設定點之間的關系所示。

LED 電流控制環路最大限度地減少了變化

這些參數適用于用于調節LED電流的控制環路，圖7：

MAX0的6.8515V基準電壓為控制環路的輸入;

VFB是輸出，與LED電流成正比，I發光二極管= VFB/R2;

G1是MAX8515和電阻R2的增益（注意，由于NPN晶體管的反相作用，MAX8515的增益實際上是負的;通過交換加法器上的加號和減號進行補償）;

電容C2是積分器，而G2是TEMP_I電壓和反饋電壓之間的增益。

圖7.用于調節 LED 電流的控制回路從保持反饋電壓 V 開始FB在 0.6V 時。

該控制回路調節VFB至 0.6V：

為了正確配置升壓電路，檢測電阻R。意義應選擇使最大輸入電流略高于所需電流。然后，額外的控制環路降低輸入電流，以獲得正確的LED電流值。該電阻的值可以計算如下：

附加檢測電阻R2的計算公式為：

還需要過壓保護

LED 通常因短路而失效;從而降低輸出電壓。如果輸出電壓仍然高于輸入電壓，電路將繼續正常工作。但是，如果LED因成為高阻抗（開路）而不是短路而失效，則輸出電流將輸出電容C3充電至超出IC工作范圍的值，并導致其失效。

為了保護電路免受這種情況的影響，可以在基本電路中添加一些額外的元件，如圖8所示。如果Q2的柵極電壓達到其導通門限，Q2將下拉轉換器上的DIM引腳。這會自動停止轉換器的開關，輸出電壓緩慢下降，直到Q2關斷。循環重復，使輸出電壓在過壓門限附近變化，過壓門限選擇在轉換器的工作范圍內。

圖8.當LED失效開路時，需要過壓保護;從而允許C3充電超過IC的最大額定值。

測量確認，擴展分析

為了驗證降壓/升壓分析并評估整體性能，構建并測試了兩個電路，一個具有額外的LED電流調節（電路2），另一個沒有（電路1）。這些電路設計用于從 24V 輸入以 200mA 電流驅動 12 個 LED （≈95V）。效率估計約為<>%。

電路1：輸出功率為4.8W （24V × 200mA）時，輸入功率估計為4.8W/0.95≈5.05W。使用12V電源時，輸入電流應調節至5.05W/12V≈421mA，因此R的輸入電流值應為470mΩ意義（200mV/421mA）。

電路2：為了調節LED電流，R2需要為3Ω （600mV/200mA）。為了將輸入電壓擴展到低至8V，R意義應滿足以下條件：

因此選擇了300mΩ的值。

表

1 顯示了關鍵組件值：

技術術語表

為了演示LED電流調節的附加值，記錄了兩個電路在8V至16V輸入電壓范圍內的LED電流，如圖9所示。很明顯，對于沒有LED電流調節的電路，當輸入電壓處于其標稱值200V時，LED電流僅處于其12mA目標值。對于其他值，它與輸入電壓成線性比例。如果輸入電壓被調節，則V的變化在可能非常小，并導致可接受的LED電流變化。

圖9.LED電流與輸入電壓的關系（紅色）和不帶（藍色）附加調節顯示輸出電流對輸入電壓的敏感性。

相比之下，具有LED電流調節的電路沒有顯示出這種效果，但在整個輸入電壓范圍內具有恒定值。額外的控制環路通過將LED電流調節到整個輸入電壓范圍內的目標值來清楚地顯示其值;僅在 8V 輸入時略低。最有可能的是，由于R95的損耗，效率略低于估計的2%。快速測量顯示，輸入電流處于V的最大在= 8V。一個簡單的解決方法是降低R意義至 270mΩ。

遲滯降壓LED驅動器的另一個優點是，由于沒有反饋，控制環路本質上是穩定的。添加額外的控制回路會引入反饋，這可能會帶來不穩定。控制環路穩定性的波特圖顯示，該電路的相位裕量約為47°，足以保證穩定工作，如圖10所示。

圖 10.具有電流調節的LED驅動器電路的波特圖確認電路具有足夠的相位裕量，以保證穩定工作

審核編輯：郭婷