1、引言

開關型磁阻（SR）電機調速系統（SRD）結構簡單、堅固、成本低，調速性能優良，在寬廣的調速范圍內均具有較高的效率，應用前景十分廣闊。但由于SR電機的雙凸極結構和采用開關性的供電電源，振動、噪聲是其突出的問題，這已成為SRD在更多范圍內推廣應用發揮其特長的主要障礙。過去人們對SRD的研究主要集中在SR電機本體設計、功率變換器及速度控制策略研究上，因為研究難度大，目前，只有少量文獻論及SR電機振動、噪聲研究。

文基于時域分析，得出結論：SR電機相繞組關斷所激發的沖擊振動是最主要的振動、噪聲來源。為削弱這一振動，文提出將相電流關斷過程分成兩步的“兩步換相法”（參見圖1）：第一步僅關斷K1，相電壓Up由＋Us負躍變至0 V；第二步再關斷K2，這時Up由0 V負躍變到－Us?？刂频诙脚c第一步時間間隔為定子固有頻率對應周期的一半，這樣，第二步與第一步產生的沖擊振動相位差為180°，因而相互抵消。WUC．Y．等率先將“兩步換相法”引入SRD系統設計，在CCC方式和APC方式兩種工況下取得良好抑制振動、噪聲效果，但其采用不對稱半橋主電路，四相（8／6）SR電機需要8只主開關器件和8只續流二極管，未能充分體現單極性的SR電機功率變換器結構簡單、開關器件少的優勢，影響了系統的經濟性。

本文采用一種新型的只有6只主開關器件的四相率變換器，在以8098單片機為控制核心的SRD設計中，引入兩步換相控制策略，在電壓PWM和APC兩種工況下，顯著地抑制了SR電機的振動和噪聲。

2、系統描述

為實現多數傳動裝置需要的轉矩／轉速特性：從靜止到基速具有恒轉矩，在基速以上具有恒功率特性，系統采取的控制策略為基速ωb以下，電壓PWM控制，輸出恒轉矩特性；基速ωb以上，角度位置控制（APC），輸出恒功率特性。為簡化控制規律，采取將關斷角θoff固定在一個由實驗得到的最優角度22°處，僅調節起始開通角θon。

8098單片機定時采樣由轉子位置傳感器獲得的反饋速度，與由鍵盤敲入的給定速度比較，誤差經數字PI調節，再經軟件處理，根據反饋速度的大小是否在基速以上轉換成PWM脈沖或控制角度的APC單脈沖的控制參數。微機控制器根據轉子位置控制對應相繞組的導通或關斷，輸出對應的PWM脈沖或APC單脈沖，經功率變換器，實現對SR電機的控制。為簡化硬件電路，PWM控制、APC脈沖控制、速度檢測、PI調節器均由軟件實現；為提高過流保護動作的快速性，采用硬件過流保護電路。

樣機為0．75 k W四相（8／6）SR電機，功率變換器以GTR作為主開關器件，采用圖2所示的功率主電路。

圖2電路的拓撲結構由Pollock等率先提出，其基本上保留了不對稱半橋線路的優點，所用開關器件又較不對稱半橋少，具有較高的性能／價格比。

與常規SR電機直接數字控制系統（DDC）換相邏輯控制不同，既要滿足SR電機電動運行換相要求，又要滿足兩步換相要求是制定6只主開關換相規則的原則，顯然，這限制相繞組的最大導通角θc不得超過30°。

3、系統硬件設計

3．1微機控制器硬件框圖

以8098單片機為核心的微機控制器硬件框圖如圖3所示。

由圖3可見，控制器主要由8098單片機，外接EPROM27128、專用鍵盤顯示器接口芯片8279、位置譯碼及換相控制電路、電流檢測與過流保護電路組成。由于基速以下采用的是電壓PWM方式，為防止GTR因過流而損壞，設計了過流保護電路。對四相SR電機，其交叉相（即A、C相和B、D相）的導通區間一般不會重疊，因此可采取A相和C相、B相和D相分別共用一個電流傳感器（LEM模塊），對四相電流檢測，如圖2所示。

兩路轉子位置信號分別送8098的高速輸入口HSI0和HSI1，HSI中斷服務程序與高速輸出HSO0～HSO3和位置譯碼及換相控制電路配合，用于控制6只主開關的導通、關斷，實現SR電機電動運行的換相要求及兩步換相要求，HSI中斷服務程序還用于速度的采樣。

3．2位置譯碼及換相控制電路設計

圖2中K1、K3、K4、K6均作為第一步換相開關，與兩繞組相連的公共開關K2、K5則作為第二步換相開關。位置檢測采用如圖4所示的光敏式轉子位置傳感器半數檢測方案。轉盤的齒、槽數與轉子的凸極、凹槽數一樣，均為6，且均勻分布，所占角度均為30°，轉盤安裝在轉子軸上并同步旋轉，圖中S、P為光電脈沖發生器，當轉盤凸齒轉到開槽的S、P位置時，發光管被遮住而使其輸出狀態為0，沒有被遮住時，其輸出狀態為1，則在一個轉子角周期（60°）內，S、P產生2個相位差為15°，占空比為50％的方波信號，其組合成4種不同的狀態，分別對應四相繞組不同的參考位置。設θc對應的時間為tc，兩步換相的時間間隔為tm，則APC方式下SR電機逆時針換相規則（正轉換相規則）為：

（1）若S＝0，且P由0躍變到1，則K1、K2同時導通，且分別經tc、tc＋tm后關斷；

（2）若P＝1，且S由0躍變到1，則K4、K5同時導通，且分別經tc、tc＋tm后關斷；

（3）若S＝1，且P由1躍變到0，則K3、K2同時導通，且分別經tc、tc＋tm后關斷；

（4）若P＝0，且S由1躍變到0，則K6、K5同時導通，且分別經tc、tc＋tm后關斷。

順時針轉動的換相規則（反轉換相規則）為：

（1）若S＝0，且P由1躍變到0，則K1、K2同時導通，且分別經tc、tc＋tm后關斷；

（2）若P＝0，且S由0躍變到1，則K6、K5同時導通，且分別經tc、tc＋tm后關斷；

（3）若S＝1，且P由0躍變到1，則K3、K2同時導通，且分別經tc、tc＋tm后關斷；

（4）若P＝1，且S由1躍變到0，則K4、K5同時導通，且分別經tc、tc＋tm后關斷。

利用8098硬件資源（HSI口、HSO口及P2．5）及少量外接的數字邏輯電路設計了實現上述換相控制的硬件電路。其中，HSO1、HSO3分別產生K2、K5的換相控制信號；HSO2、HSO0產生K1、K3、K4、K6的換相控制信號，因為采用外接邏輯電路構成了30°導通制的換相邏輯控制，因此A相（K1）、C相（K3）可共用HSO0，B相（K4）、D相（K6）可共用HSO2。8098片內的脈沖寬度調制器提供的PWM信號頻率固定為15．625kHz，這一斬波頻率對GTR而言偏高，故不采用片內的PWM方式，將P2．5作為普通輸出口，由軟件定時器T1、T2中斷形成定頻調寬的PWM脈沖，和HSO2、HSO0及外接邏輯電路一起為工作在PWM方式下K1、K3、K4、K6提供換相控制信號；若為APC方式，則將P2．5置0。由于兩步換相限制了θc不得超過30°，這降低了起動性能，為此在起動階段不采用兩步換相法，而采用兩相全開通起動方式，待起動過程結束后，再切換到二步換相法。

4、軟件設計

系統軟件由主程序、中斷服務程序、專用子程序組成。主程序初始化整個系統和將顯示緩沖區的4位速度值送8279顯示RAM；中斷服務程序包括軟件定時器T0、T1、T2中斷服務程序、HSI中斷服務程序、鍵盤中斷服務程序。其中軟件定時器T0中斷服務程序完成速度環PI調節與控制參數、顯示速度刷新；軟件定時器T1、T2完成速度采樣和電壓PWM控制信號的生成；HSI中斷服務程序在換相控制電路支持下實現如上所述的換相規則；鍵盤中斷服務程序首先讀取按下的鍵值，然后根據按下的鍵跳轉到對應的功能模塊控制系統程序的執行。專用子程序主要是四字節浮點運算子程序、十六進制數轉換成BCD碼子程序等。

主程序初始化系統時，將HSI方式設置為每次跳變觸發，因此電機每轉過一個步進角，HSI中斷服務程序將被執行一次，其主要是通過測試HSI0（即S信號）和HSI1（即P信號）當前的狀態給HSO－COMMAND寄存器裝載相應的命令字和給HSO－TIME寄存器裝載觸發時間值使HSO0～HSO3產生所要求的輸出信號。HSI中斷服務程序在實現換相控制規則的同時，還實現了APC方式下的控制。為簡化設計，采用將θoff固定在經實驗獲得的優化角22°處，而在速度環中調節θon。

轉速測量通過在采樣周期內記錄HSI事件觸發的次數———轉過的步進角（15°）數目N實現。

速度環程序在起動階段每隔120 ms被調用一次；起動后若運行在基速以下每隔30 ms被調用一次，若運行在基速以上每隔12 ms被調用一次。速度環首先計算實際轉速，然后判斷電機是否已經起動。將電機轉速低于50 r／min作為起動階段，在起動階段速度偏差不作PI調節運算，而是采取軟件定時器T1中斷服務程序中逐步加大斬波占空比的方法實現軟起動功能。電機起動后，速度環每調用一次，都要進行一次速度偏差PI運算，然后刷新控制參數。

5、系統運行實驗

以給電阻箱（ZB－120型）供電的直流發電機（Z2－31型，3 k W，3 000 r／min）作負載，對0．75 k W SRD系統負載運行的振動、噪聲作了測試。圖5為采用電壓PWM方式，電機運行在547 r／min在機座表面所測振加速度波形，圖6為APC方式下電機運行在1 433 r／min所測振動加速度波形圖。

表1為測量距離取0．4 m左右，電機負載運行在不同速度下，聲級計濾波網絡采用A計權網絡測得的總聲級分貝（A）對比。

圖5、6表明系統引入兩步換相法對SR電機定子振動有顯著的抑制效果；表1表明兩步換相法對噪聲有明顯抑制作用，雖然限于條件，背景噪聲較大，測量的精確性不高，但從噪聲的對比測試看，在有些工況下，兩步換相法的總聲級較傳統換相法低3 dB（A）左右，相當于聲功率降低了1倍左右，效果是顯然的。